通信電子線路 課件 第5章 振幅調(diào)制、解調(diào)及變頻器

第5章振幅調(diào)制、解調(diào)及變頻器5.1概述5.2振幅調(diào)制5.3振幅解調(diào)5.4變頻器小結(jié)

5.1概

述

所謂調(diào)制，就是將所要傳輸?shù)牡皖l信號“裝載”在高頻振蕩信號上，使之能有效地進(jìn)行遠(yuǎn)距離傳輸。

所要傳輸?shù)牡皖l信號是指由原始消息(如聲音、文字、圖像等)轉(zhuǎn)變成的音頻或視頻信號，稱為調(diào)制信號，用uΩ(t)表示。

高頻振蕩信號是用來攜帶低頻信號的，稱為載波，用uc(t)表示。

載波通常是正弦波，也可以是非正弦波，但它們都是周期性信號，受調(diào)后的信號稱為已調(diào)波。

調(diào)制的定義是：使載波的某一參數(shù)隨原調(diào)制信號成線性變化的過程。

無論是模擬調(diào)制還是數(shù)字調(diào)制，其基本的調(diào)制方式主要有調(diào)幅、調(diào)頻及調(diào)相三種。

有時將調(diào)頻及調(diào)相統(tǒng)

稱為調(diào)角。

在這三種基本調(diào)制方式的基礎(chǔ)上，通過變化，可實(shí)現(xiàn)各式各樣的調(diào)制方式。

之所以要將原始低頻信號調(diào)制到高頻載波信號上，主要基于以下原因：

(1)在無線通信系統(tǒng)中，只有當(dāng)天線尺寸與電磁波波長相當(dāng)時才能有效地進(jìn)行電磁波輻射，而我們需要傳送的原始信號如音頻信號等，通常頻率較低(波長較長)，所以需要通過調(diào)制提高其頻率，以便天線輻射高頻功率。

(2)為了實(shí)現(xiàn)信道復(fù)用，如果多個同頻率范圍的信號同時在一個信道中傳輸必然會相互干擾，若將它們分別調(diào)制在不同的載波頻率上，且使它們不發(fā)生頻譜重疊，就可以在一個信道中同時傳輸多個信號了，這種方式稱為信號的頻分復(fù)用。

(3)利用調(diào)制解調(diào)技術(shù)可以提供有效的方法來克服信道缺陷，比如信道的加性噪聲、失真和衰落等。

5.2振

幅

調(diào)

制

5.2.1調(diào)幅信號的分析振幅調(diào)制常用于長波、中波、短波和超短波的無線電廣播、通信、電視、雷達(dá)等系統(tǒng)。這種調(diào)制方式是用傳遞的低頻信號(如代表語音、圖像、視頻的電信號)去控制高頻振蕩信號(即載波)的幅度，使已調(diào)信號的幅度隨調(diào)制信號的大小線性變化，而保持載波的頻率不變。

1.標(biāo)準(zhǔn)振幅調(diào)制信號(AM)

1)AM波的數(shù)學(xué)表達(dá)式及波形

首先討論單頻信號的調(diào)制情況。

設(shè)單頻調(diào)制信號uΩ(t)=UΩmcosΩt，載波uc(t)=Ucmcosωct，則調(diào)幅信號(即已調(diào)信號)可表示為

式中：UAM(t)表示已調(diào)信號的瞬時振幅值，也是調(diào)幅波的包絡(luò)函數(shù)。

把式(5.2.2)代入式(5.2.1)，可得到單頻信號調(diào)幅波的數(shù)學(xué)表達(dá)式為

圖5.2.1為單頻調(diào)制時調(diào)幅波的示意圖。

其中：圖(a)為單頻調(diào)制信號的波形；圖(b)為載波的波形；圖(c)為調(diào)制系數(shù)ma<1時已調(diào)波的波形；圖(d)為調(diào)制系數(shù)ma=1時已調(diào)波的波形；圖(e)為調(diào)制系數(shù)ma>1時已調(diào)波的波形，此時調(diào)幅波的包絡(luò)形狀與調(diào)制信號不一樣，產(chǎn)生了嚴(yán)重的包絡(luò)失真，這種情況稱為過量調(diào)幅，實(shí)際應(yīng)用中應(yīng)當(dāng)避免。

因此，為了使調(diào)幅波不失真，保證已調(diào)波的包絡(luò)真實(shí)地反映出調(diào)制信號的變化規(guī)律，要求調(diào)制系數(shù)ma必須滿足0<ma<1。

圖5.2.1AM調(diào)制過程中的信號波形

以上分析中，調(diào)制信號為單一頻率的正弦信號，而實(shí)際的調(diào)制信號包含許多頻率分量，是一個具有連續(xù)頻譜的限帶信號。

如果將某一連續(xù)頻譜的限帶信號uΩ(t)=f(t)作為調(diào)制信號，那么調(diào)幅波可表示為

將f(t)利用傅里葉級數(shù)展開為

將上式代入式(5.2.4)，則調(diào)幅波的表達(dá)式為

2)AM波的頻譜和帶寬

由圖5.2.1(c)可知，調(diào)幅波不是一個簡單的正弦波形，在時域中分析調(diào)幅信號比較困難，因此，常常采用頻域分析法(即采用頻譜圖)來表述振幅調(diào)制的特征。

(1)單頻調(diào)幅信號的頻譜。

在單頻調(diào)制的情況下，調(diào)幅波如式(5.2.3)所描述，將式(5.2.3)利用三角公式展開，可得

上式表明，單頻調(diào)制的調(diào)幅波包含三個頻率分量，即載波分量ωc、上邊頻分量ωc+Ω和下邊頻分量ωc-Ω，它是由三個正弦波疊加而成的，其頻譜圖如圖5.2.2所示。圖5.2.2單頻調(diào)制時調(diào)幅波的頻譜

(2)限帶調(diào)幅信號的頻譜。

實(shí)際的調(diào)制信號包含很多的頻率分量。

如果將式(5.2.6)所表示的限帶調(diào)幅信號展開，可得

可見，經(jīng)調(diào)制后限帶信號的各個頻率都會產(chǎn)生各自的上邊頻和下邊頻，疊加后就形成了上邊帶和下邊帶，每個邊頻帶中各頻率的相位振幅及相對位置未變。

由于上下邊頻成對出現(xiàn)且振幅相等，因此上、下邊帶的頻譜分布相對于載波是鏡像對稱的。

其頻譜如圖5.2.3所示。

圖5.2.3限帶調(diào)幅信號的頻譜

通過上述對調(diào)幅波頻譜的分析可知，從頻域上看，振幅調(diào)制的過程就是把低頻調(diào)制信號的頻譜搬移到載頻的兩側(cè)，搬移后頻譜結(jié)構(gòu)不發(fā)生改變，這種搬移稱為線性搬移。

因此，振幅調(diào)制的過程就是頻譜的線性搬移過程，且調(diào)制信號的信息只存在于調(diào)幅波的兩個邊頻帶中。

3)AM波的功率分配

單頻調(diào)制時，如果將式(5.2.3)所表示的調(diào)幅波傳送至負(fù)載電阻RL，那么調(diào)幅波各頻率分量在RL上消耗的功率分別如下：

①RL

上消耗的載波功率：

②

上邊頻功率：

③

下邊頻功率：

④

在調(diào)制信號一個周期內(nèi)，調(diào)幅信號的平均功率：

⑤

兩個邊帶總功率：

由此可得雙邊帶功率與平均總功率的比值為

2.抑制載波的雙邊帶調(diào)幅信號(DSB)

以上討論指出，標(biāo)準(zhǔn)振幅調(diào)制中AM信號所攜帶的信息只存在于兩個邊頻帶內(nèi)，不含信息的載波占用了調(diào)幅波功率的絕大部分，導(dǎo)致功率利用率低。

如果在傳輸前將不包含信息的載波抑制掉，則可以大大節(jié)省發(fā)射功率，且仍然具有傳遞信息的功能。

這就是抑制載波的雙邊帶調(diào)幅(DSB)，簡稱雙邊帶調(diào)幅。

由AM信號的表達(dá)式可知，AM信號展開后包括兩部分，即載波項(xiàng)和調(diào)制信號與載波的相乘項(xiàng)，將載波去掉后，只剩下相乘項(xiàng)，即雙邊帶信號的表達(dá)式為

如果調(diào)制信號為限帶信號

即雙邊帶信號的頻譜中無載頻成分，只有上、下邊頻(邊帶)，圖5.2.4為雙邊帶的波形和頻譜。

它與AM信號相比較，有如下特點(diǎn)：

(1)包絡(luò)不同。AM信號的包絡(luò)與調(diào)制信號uΩ(t)成線性關(guān)系，而DSB信號的包絡(luò)則正比于

|uΩ(t)|，即已不再反映原調(diào)制信號的形狀。

當(dāng)調(diào)制信號為零時，DSB信號的幅度也為零。

(2)DSB信號的載波相位在調(diào)制信號過零點(diǎn)處要突變180°。

由圖5.2.4可見，在調(diào)制信號的正半周內(nèi)，已調(diào)波與原載波同相位；在調(diào)制信號的負(fù)半周內(nèi)，已調(diào)波與原載波反相，相位差為180°。

這說明DSB信號的相位反映了調(diào)制信號的極性。

因此，嚴(yán)格地講，DSB信號已非單純的振幅調(diào)制，而是既調(diào)幅又調(diào)相的信號。

由于DSB信號不含載波，其全部功率為兩邊頻帶占有，故其功率利用率高于AM制，但雙邊帶調(diào)制在頻帶利用率上沒有什么改進(jìn)，其頻帶寬度仍為AM制中調(diào)制信號帶寬的兩倍。

圖5.2.4調(diào)制、載波和DSB信號的波形與頻譜圖

3.單邊帶調(diào)幅SSB信號

1)SSB信號的性質(zhì)

由上述分析可知，雙邊帶調(diào)幅全部功率為兩個邊帶所占有，兩個邊帶都包含有所傳輸?shù)男畔?，所以功率利用率比AM制要高。

但若進(jìn)一步觀察DSB信號的頻譜結(jié)構(gòu)便會發(fā)現(xiàn)，上邊帶和下邊帶頻譜結(jié)構(gòu)對稱，都反映了調(diào)制信號的頻譜結(jié)構(gòu)，因而它們都包含有調(diào)制信號的全部信息。

從傳輸信息的角度看，兩個邊帶都發(fā)射信號是多余的，會造成功率和頻帶的利用率低。

對式(5.2.15)或式(5.2.16)所表示的雙邊帶調(diào)幅信號，如果只保留其中的任何一個邊帶而用窄帶濾波器濾除另一個邊帶，即可得到單邊帶調(diào)幅信號。

若調(diào)制信號為單頻信號，則單邊帶調(diào)幅波可表示為

上邊帶信號：

下邊帶信號：

圖5.2.5所示為調(diào)制信號為限帶信號時SSB信號的頻譜，可以看出，單邊帶信號的頻譜寬度BSSB=Ωmax，僅為雙邊帶調(diào)幅信號頻帶寬度的1/2，從而提高了頻帶利用率。

由于只發(fā)射一個邊帶，因此大大節(jié)省了發(fā)射功率。

與普通調(diào)幅相比，在總功率相同的情況下，單邊帶調(diào)幅可使接收端的信噪比明顯提高，從而使通信距離大大增加，目前它已成為短波甚至超短波通信中的一種重要調(diào)制方式。

圖5.2.5SSB信號頻譜

2)SSB信號的產(chǎn)生

從上述SSB信號的表達(dá)式及其頻譜圖可以看到，單邊帶調(diào)幅已不能像雙邊帶調(diào)幅那樣由調(diào)制信號與載波信號簡單相乘來實(shí)現(xiàn)。

但是從SSB信號的時域表達(dá)式和頻譜特性來看，

可以有三種基本的電路實(shí)現(xiàn)方法，即濾波法、相移法和移相濾波法。

(1)濾波法。

將雙邊帶調(diào)幅信號和單邊帶調(diào)幅信號的頻譜結(jié)構(gòu)進(jìn)行對比可知，實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)幅的最直觀的方法是：先用相乘器產(chǎn)生雙邊帶調(diào)幅信號，再用帶通濾波器濾除一個邊頻帶(上邊帶或下邊帶)，保留另一個邊頻帶(下邊帶或上邊帶)，即可實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)幅信號。

該方法實(shí)現(xiàn)的原理方框圖如圖5.2.6所示。

圖5.2.6濾波法實(shí)現(xiàn)SSB信號方框圖

濾波法實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)幅的難點(diǎn)在于濾波器的實(shí)現(xiàn)，其關(guān)鍵在于要求一個高質(zhì)量的濾波器，即在載頻ωc附近具有陡峭的截止特性，才能有效地保留有用的邊帶而抑制無用的邊

帶。

當(dāng)調(diào)制信號的最低頻率Ωmin

很小(甚至為0)時，上下兩邊帶的頻差Δω=2Ωmin

很窄，從而相對頻差值Δω/ωc

很小，見圖5.2.7。

這就要求濾波器的矩形系數(shù)幾乎接近1，使得濾波器的設(shè)計(jì)和制作很困難，有時甚至難以實(shí)現(xiàn)。

圖5.2.7濾波法實(shí)現(xiàn)SSB信號的頻譜

實(shí)際工程中常常采用多次搬移法來降低對濾波器的要求，先在較低的頻率上實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)幅，然后向高頻處進(jìn)行多次頻譜搬移，一直搬移到所需要的載頻值，其實(shí)現(xiàn)框圖如圖5.2.8所示，由圖可見，每經(jīng)過一次調(diào)制，實(shí)際上把頻譜搬移一次，同時把信號頻率的絕對值提高一次，這樣信號的頻譜結(jié)構(gòu)沒有變化，而上、下邊帶之間的頻率間距拉大了，濾波器的制作就比較容易了。

圖5.2.8頻譜多次搬移產(chǎn)生單邊帶信號

(2)相移法。

相移法是另一種產(chǎn)生單邊帶信號的方法。

當(dāng)調(diào)制信號為限帶信號時，SSB信號由式(5.2.19)或式(5.2.20)表示。圖5.2.9相移法產(chǎn)生單邊帶信號

(3)移相濾波法。

濾波法的缺點(diǎn)在于濾波器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)困難，相移法的困難在于寬帶90°移相器的設(shè)計(jì)，而單頻90°移相器的設(shè)計(jì)比較簡單。

結(jié)合兩種方法的優(yōu)缺點(diǎn)而提出的移相濾波法(也叫維弗法)是一種比較可行的方法，這種方法只需要對某一固定的單頻率信號移相90°，從而回避了難以在寬頻帶內(nèi)將所有頻率分量準(zhǔn)確移相90°的缺點(diǎn)，其原理圖如圖5.2.10所示。

圖5.2.10移相濾波法實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)幅方框圖

移相濾波法的關(guān)鍵在于將載頻ωc

分成ω1

和ω2

兩部分，其中ω1

是略高于Ωmax的低頻，ω2

是高頻，即ωc=ω1+ω2，ω1?ω2。

現(xiàn)以單頻調(diào)制信號為例說明此法的原理，為簡化分析，圖5.2.10信號的振幅均表示為1，各電路的增益也為1。

調(diào)制信號uΩ(t)與兩個相位差為90°的低載頻信號u1、u'1分別相乘，產(chǎn)生兩個雙邊帶信號u3、u4，然后分別用濾波器取出u3、u4中的下邊帶信號u5

和u6。

因?yàn)棣?是低頻，所以用低通濾波器也可以取出下邊帶u5

和u6。

由于ω1?ωc，故濾波器邊沿的衰減特性不需要那么陡峭，比較容易實(shí)現(xiàn)。

取出的兩個下邊帶信號分別再與兩個相位差為90°的高載頻信號u2、u'2相乘，產(chǎn)生u7、u8

兩個雙邊帶信號。

將u7、u8

相減，則可以得到

5.2.2調(diào)幅波產(chǎn)生電路

1.AM調(diào)制電路

對調(diào)幅的要求主要有兩點(diǎn)，即在調(diào)幅指數(shù)ma較大的情況下，仍應(yīng)有較高的保真度，另外應(yīng)使受調(diào)放大器的效率盡量高。

一般調(diào)幅電路通常分為高電平調(diào)幅和低電平調(diào)幅兩種方式，在調(diào)幅發(fā)射機(jī)中多采用高電平調(diào)幅電路，所以在這里只介紹高電平調(diào)幅電路的工作原理。

高電平調(diào)幅是將調(diào)制和功放合二為一，調(diào)制后信號不需要放大就可以直接發(fā)射。

在調(diào)幅發(fā)射機(jī)中，振幅調(diào)制器都是在工作于乙類或丙類的高頻功率放大器中進(jìn)行，所以它一般應(yīng)在發(fā)射機(jī)的后級進(jìn)行，例如在輸出級或末前級。

這樣可以減小對振蕩器的影響，使振蕩頻率穩(wěn)定。

另外，若在前級進(jìn)行，后面各級將都工作于高保真度的調(diào)幅波放大狀態(tài)，使放大器的效率低，即發(fā)射機(jī)的總效率低。

調(diào)制器在發(fā)射機(jī)中的位置如圖5.2.11所示。

圖5.2.11調(diào)幅發(fā)射機(jī)的方框圖

1)基極調(diào)幅

圖5.2.12為基極調(diào)幅原理電路。

它與高頻功率放大器的不同之處在基極電路中加入了調(diào)制信號uΩ(t)。

圖5.2.13為基極調(diào)幅的電流、電壓波形，基極上加有三個電壓，它們之間的關(guān)系為

圖5.2.12基極調(diào)幅原理電路

在調(diào)制過程中，調(diào)制信號uΩ(t)相當(dāng)于一個緩慢變化的偏壓，則晶體管發(fā)射極上的偏置電壓為EB(t)=EB+uΩ(t)，從而放大器的集電極電流的最大值icmax和導(dǎo)通角θ按調(diào)制信號的大小而變化。

在uΩ(t)往正向增大時，EB(t)增大，使uBE(t)增大，集電極電流的最大值icmax和導(dǎo)通角θ增大；在uΩ(t)往反向減小時，EB(t)減小，使uBE(t)減小，集電極電流的最大值icmax和導(dǎo)通角θ

減小。

這樣輸出電壓幅值正好反映調(diào)制信號的變化規(guī)律。

將集電極調(diào)諧回路調(diào)諧在載波頻率fc

上，那么放大器輸出端便獲得如圖5.2.13(c)所示的調(diào)幅波。

圖5.2.13基極調(diào)幅的電壓電流波形

靜態(tài)基極調(diào)制特性曲線如圖5.2.14所示。圖5.2.14基極調(diào)制特性

2)集電極調(diào)幅

圖5.2.15是集電極調(diào)幅的原理電路，高頻載波仍從基極加入，而調(diào)制信號uΩ(t)加在集電極。

調(diào)制信號電壓uΩ(t)與電源電壓EC

串聯(lián)在一起，故可將二者合在一起看做是一個緩慢變化的綜合電源EC(t)，所以集電極調(diào)幅電路就是一個具有緩慢變化電源的調(diào)諧放大器。

圖5.2.15集電極調(diào)幅的原理電路

將第3章的集電極調(diào)幅調(diào)制特性重畫，如圖5.2.16所示。

由圖可知，為了使Ic1得到明顯而有效的控制，受調(diào)放大器應(yīng)工作在過壓狀態(tài)區(qū)，此時受調(diào)放大器的集電極效率較高，并應(yīng)使載波點(diǎn)的EC選在過壓區(qū)直線段的中央，使ECmax=EC+UΩm≤ECj，ECmin=EC-UΩm≥0。

集電極調(diào)幅的主要優(yōu)點(diǎn)是集電極效率較高，缺點(diǎn)是所需的調(diào)制功率大，電路復(fù)雜，體積較大。

圖5.2.16集電極的調(diào)幅過程及波形圖

3)雙重調(diào)幅

所謂雙重調(diào)制，就是用調(diào)制信號既去控制集電極電壓，又去控制基

射間電壓。

在調(diào)制信號正半周，EC(t)增大，同時使EB

增大，向正方向變化，防止進(jìn)入欠壓區(qū)；在調(diào)制信號負(fù)半周，EC減小，同時使EB(t)減小，向負(fù)方向變化，防止進(jìn)入強(qiáng)過壓區(qū)。

這樣，就使放大器在整個調(diào)制過程中始終保持在弱過壓狀態(tài)，既保證了調(diào)制線性又保證了極高的效率。

圖5.2.17為雙重調(diào)幅的原理電路。

圖5.2.17雙重調(diào)幅的原理電路

2.雙邊帶調(diào)幅電路

1)二極管平衡調(diào)幅電路

最常用的雙邊帶調(diào)幅電路是二極管平衡調(diào)幅電路，其原理電路如圖5.2.18(a)所示，它由兩個性能一致的二極管及具有中心抽頭的變壓器T1、T2

構(gòu)成平衡電路。0'0兩點(diǎn)間對音頻

是短路的。

T2

輸出端接有中心頻率fo=fc

的帶通濾波器，可濾除無用頻率分量。

從T2

次級向右看的負(fù)載電阻為RL，為了分析方便，設(shè)

N1=N2。

圖5.2.18(b)為其等效電路。

圖5.2.18平衡調(diào)制器的原理電路與等效電路

為了提高調(diào)制線性，通常使Ucm?UΩm，二極管VD1

和VD2

的特性主要表現(xiàn)為受uc(t)控制的開關(guān)狀態(tài)，與調(diào)制電壓uΩ(t)無關(guān)，二極管伏安特性的折線近似如圖5.2.19所示，由此可得二極管上的電流。

圖5.2.19二極管伏安特性的折線近似

式中：gd=1/rd

為二極管的交流電導(dǎo)；k(ωct)為單向開關(guān)函數(shù)，它在uc(t)的正半周時等于1(導(dǎo)通)，在負(fù)半周時為零(截止)，如圖5.2.20所示。

可以利用傅氏級數(shù)將k(ωct)展開為

圖5.2.20平調(diào)的開關(guān)函數(shù)波形

將式(5.2.23)代入上式得：

式(5.2.29)表明，輸出電流中無載頻及其倍頻分量，只有調(diào)制分量及邊帶頻率ωc

±Ω、3ωc±Ω

等分量。

這是由于兩個相等的載頻電流在

T2

中產(chǎn)生的磁通互相抵消了，利用電路的對稱抑制了載頻。

經(jīng)負(fù)載上的帶通濾波器濾除低頻及3ωc±Ω

等分量后，負(fù)載上可得到雙邊帶信號。

圖5.2.21為這種調(diào)幅器的工作圖解。

因此經(jīng)負(fù)載輸出的電壓為

圖5.2.21二極管平衡調(diào)幅電路的波形

當(dāng)考慮到RL

的反射電阻的影響時，RL

在

T2

初級上的反射電阻應(yīng)為4RL，i1、i2

各支路的電阻為2RL，此時每個二極管上總電導(dǎo)gd

應(yīng)用下式表示：

當(dāng)RL?rd

時，有

將式(5.2.31)代入式(5.2.30)得：．

從而可以得到調(diào)制器的效率為

在實(shí)際電路中要做到完全的電路對稱是很困難的，諸如管子特性完全一樣，變壓器在中心抽頭并且分布參數(shù)都要對稱。

若有不對稱，就要產(chǎn)生載漏，且有其他無用的頻率分量。

為了改善調(diào)制特性，應(yīng)使電路工作在理想的開關(guān)狀態(tài)，二極管的通斷取決于載波電壓而與調(diào)制電壓無關(guān)。

為此應(yīng)選開關(guān)特性好的二極管，且載波電壓幅度一般應(yīng)為調(diào)制電壓幅度10倍以上。

2)二極管環(huán)形調(diào)幅電路

為了進(jìn)一步抵消組合頻率分量，可以采用二極管雙平衡調(diào)幅電路，即環(huán)形調(diào)幅器，其原理電路如圖5.2.22所示。圖5.2.22二極管環(huán)形調(diào)制器的原理電路

由平衡調(diào)幅器的分析可知，兩個平衡調(diào)幅器流過負(fù)載的電流分別為

式中：k1(ωct)為uc(t)正半周時的開關(guān)函數(shù)；k2(ωct)為uc(t)負(fù)半周時的開關(guān)函數(shù)。

兩者波形完全相同，只是在時間上相差半個周期T(T=2π/ωc)，則流過負(fù)載RL

的總電流為

式中，k'(ωct)稱為雙向開關(guān)函數(shù)，其波形如圖5.2.23所示。

圖5.2.23環(huán)調(diào)的開關(guān)函數(shù)波形

利用傅氏級數(shù)將其展開為

代入式(5.2.36)得：

因此負(fù)載輸出的電壓為

因?yàn)?/p>

所以

環(huán)形調(diào)制器的工作波形如圖5.2.24所示。

圖5.2.24

3)模擬乘法器調(diào)制器

隨著集成電路的發(fā)展，由線性組件構(gòu)成的平衡調(diào)幅器已被采用。

圖5.2.25是采用乘法器產(chǎn)生DSB信號的原理方框圖。

圖5.2.26是用模擬乘法器實(shí)現(xiàn)抑制載波調(diào)幅的實(shí)際電路，它是用MC1596G構(gòu)成的。

從管腳1加入調(diào)制信號，從管腳10加入載波信號，由管腳6通過0.1μF電容輸出DSB信號。

這個電路的特點(diǎn)是工作頻帶寬，輸出頻譜較純，而且省去了變壓器，調(diào)整簡單。

使用時，建議載波輸入電平為60mV，調(diào)制信號最大不超過300mV。

圖5.2.25乘法器產(chǎn)生DSB信號的原理方框圖

圖5.2.26用模擬乘法器產(chǎn)生DSB信號

5.3振

幅

解

調(diào)

5.3.1概述從高頻已調(diào)波中取出調(diào)制信號的過程稱為解調(diào)，解調(diào)是調(diào)制的反過程。

對調(diào)幅波的解調(diào)稱為振幅檢波(簡稱檢波)。

檢波是把高頻調(diào)幅信號變換成低頻調(diào)制信號的過程。

如圖5.3.1所示為檢波器的輸入、輸出波形。圖5.3.1檢波器輸入、輸出波形

可見檢波也是一種頻率變換過程，必須通過非線性元件完成。

高頻調(diào)幅波信號經(jīng)非線性元件的作用，使檢波電流產(chǎn)生許多頻率分量，為了從中取出低頻調(diào)制信號，濾除不需要的頻率成分，檢波器應(yīng)使用具有低通濾波特性的負(fù)載(由RC

組成)，即允許低頻信號通過負(fù)載。

對于AM信號，將其經(jīng)過非線性元件的頻率變換作用，產(chǎn)生所需的低頻信號，再經(jīng)低通濾波后，即可近似地恢復(fù)原調(diào)制信號，這種檢波方式稱為包絡(luò)檢波。

而對雙邊帶調(diào)幅信號和單邊帶調(diào)幅信號，由于其包絡(luò)不能直接反映調(diào)制信號的變化規(guī)律，所以不能采用包絡(luò)檢波，而必須借助相乘(或相加)的方法，插入與原載波完全同步的恢復(fù)載波信號ur

進(jìn)行檢波，這種方法稱為同步檢波。

圖5.3.2為兩種實(shí)現(xiàn)檢波的電路模型。圖5.3.2實(shí)現(xiàn)檢波的電路模型

5.3.2大信號包絡(luò)檢波

對于普通AM信號的解調(diào)通常采用二極管作為非線性器件來實(shí)現(xiàn)，根據(jù)輸入信號的大小，又分為大信號包絡(luò)檢波器(峰值包絡(luò)檢波器)和小信號平方律檢波器。

其中應(yīng)用最廣泛的是二極管大信號包絡(luò)檢波器。

當(dāng)輸入檢波器的調(diào)幅波信號較大(大于0.5V)時，調(diào)幅波的一個包絡(luò)進(jìn)入二極管伏安特性的線性區(qū)域，使檢波輸出電流與輸入調(diào)幅波信號電壓的包絡(luò)成線性關(guān)系，故稱之為大信號包絡(luò)檢波。

1.電路組成及工作原理

圖5.3.3所示為大信號包絡(luò)檢波器的原理電路和工作波形。

它是由輸入信號回路、二極管VD和RC低通濾波器組成的。

在電路中，信號源、二極管及RC網(wǎng)絡(luò)三者是串聯(lián)相接的，故又稱其為串聯(lián)二極管檢波器。

在超外差接收機(jī)中，檢波器的輸入回路就是末級中放的輸出回路，因此，輸入檢波器的AM波用ui(t)=Uim(1+macosΩt)cosωit來表示。

圖5.3.3包絡(luò)檢波器的原理電路和波形

通過分析工作過程可以得到以下幾點(diǎn)結(jié)論：

(1)檢波過程就是信號源通過二極管給電容充電和電容對電阻

R

放電的交替重復(fù)過程。

(2)由于RC

之積遠(yuǎn)大于載頻周期，放電慢，使二極管VD的負(fù)極總是處于正的較高的電位，對二極管VD形成了一個較大的負(fù)偏壓，使二極管VD只有在輸入電壓峰值附近才導(dǎo)通。

正常情況下，在一個調(diào)頻周期內(nèi)，二極管只導(dǎo)通一次。

導(dǎo)通時間很短，即電流通角θ很小，二極管電流是一個窄脈沖序列。

峰值包絡(luò)檢波也是由此而來。

(3)檢波器輸出電壓uo(t)與輸入信號的幅度(包絡(luò))U(t)成正比，即

式中：kd為

傳輸系數(shù)

(或檢波效率)；Uo=kdUim

為檢波器輸出的直流電壓；uΩ(t)=kdmaUimcosΩt為檢波器輸出的調(diào)制電壓。

在實(shí)際中，根據(jù)要求的不同，可采用圖5.3.4所示的不同電路。圖5.3.4要求不同輸出電壓時的檢波電路

2.性能分析

檢波器的主要性能指標(biāo)是傳輸系數(shù)kd

和輸入電阻Ri。

1)傳輸系數(shù)(檢波效率)kd

一個良好的檢波電路，要求盡量減小信號在檢波過程中的損耗，即檢波效率要高。kd用于表示檢波器將載波電壓轉(zhuǎn)換為直流電壓的能力。

所以kd

的定義式為

它也可以定義為輸出低頻電壓振幅與輸入調(diào)幅波包絡(luò)振幅之比，即

大信號二極管檢波器的分析采用的是折線法，這一點(diǎn)與諧振功率放大器一樣。

通過分析得到：

式中，gd=1/rd，為二極管交流電導(dǎo)。

分析式(5.3.5)，可以得出：

(1)當(dāng)電路一定時，大信號檢波器的通角θ

是固定的，它與輸入信號大小無關(guān)。

其原因是由于負(fù)載電阻的反饋?zhàn)饔幂^大，使電路具有自動調(diào)節(jié)調(diào)節(jié)作用而維持θ

不變。

若Uim增加，θ

增加，使輸出電流中的直流分量Io增加，輸出的直流電壓Uo

增加，而這一電壓是二極管的反向電壓，導(dǎo)致θ減少，從而使θ維持穩(wěn)定。

由于θ一定，kd=cosθ一定，與輸入信號大小無關(guān)。

所以檢波器輸出、輸入間是線性關(guān)系，故稱線性檢波。

(2)θ愈小，kd

愈趨近于1。

而θ

隨gdR

增大而減小，即kd

隨gdR增加而增加。

當(dāng)gdR≥50時，kd>0.9。

2)輸入電阻Ri

輸入電阻Ri

為輸入載波電壓的振幅與檢波器電流的基波分量振幅Iim

之比，即

輸入電阻Ri

是前級(中放)的負(fù)載，它直接并于輸入電路，影響回路的阻抗及Qe

值。若Ri

太小，使Q

下降，中頻放大器增益下降，選擇性變差。

3.檢波失真

1)惰性失真

二極管截止期間，電容C

兩端電壓uC

的下降速度取決于RC的時間常數(shù)。

若RC

數(shù)值過大，則下降很慢，將會使輸入電壓的下一個正峰值到來時仍小于uC，也就是說，輸入信號包絡(luò)U(t)的下降速度大于電容器兩端電壓下降的速度，因而造成二極管負(fù)偏壓大于信號電壓，致使二極管在其后的若干高頻周期內(nèi)不導(dǎo)通。

因此，檢波器輸出電壓就按RC放電規(guī)律變化，形成如圖5.3.5所示的失真。

輸出波形不隨輸入包絡(luò)形狀變化。

這種失真是由電容器放電的惰性引起的，故稱惰性失真(又稱對角失真)。

由圖5.3.5可見，惰性失真總是起始于輸入電壓負(fù)斜率的包絡(luò)上，調(diào)幅度越大，調(diào)制頻率越高，惰性失真越易出現(xiàn)，因?yàn)榇藭r包絡(luò)斜率的絕對值增大了，電容器放電的速度更不容易跟上。

圖5.3.5惰性失真的波形

通過推導(dǎo)得不失真的條件為

即電路參數(shù)一定后，Ω與ma

愈大，愈易造成惰性失真。

設(shè)計(jì)時應(yīng)該用最大調(diào)幅度和最高調(diào)制頻率代入上式以檢驗(yàn)是否有惰性失真，即

2)負(fù)峰切割失真

圖5.3.6負(fù)峰切割失真

為避免負(fù)峰切割失真，應(yīng)滿足

即

很明顯，為防止負(fù)峰切割失真，就必須使下一級輸入電阻大，盡量使檢波器的交、直流負(fù)載電阻相接近。

為了減小交、直流負(fù)載電阻的差別常采用以下兩種方法：

(1)在檢波器與下一級低放之間插入高輸入電阻的射極跟隨器，以提高交流負(fù)載電阻。

在電視接收機(jī)的視頻檢波器和視頻放大器之間大多就是這樣做的。

(2)將R

分成R1

和R2

兩部分(如圖5.3.7所示)，此時直流電阻RLD=R1+R2，而交流負(fù)載RLΩ=R1+R2∥RL。

當(dāng)R

一定時，若R1選得越大，則交、直流負(fù)載電阻的差別就越小。

但此時檢波器輸出的低頻信號電壓在R1上產(chǎn)生的分壓很大，降低了檢波器的電壓傳輸系數(shù)。

通常?。篟1

=(0.1~0.2)R2。

由此可知，惰性失真和負(fù)峰切割失真是檢波器的兩種特殊失真，兩者產(chǎn)生的原因不同。

性質(zhì)也不同。

惰性失真通常在調(diào)制信號頻率的高端出現(xiàn)；而負(fù)峰切割失真則在整個調(diào)制頻率范圍內(nèi)都可能出現(xiàn)。

然而這兩種失真都可通過正確選擇合適的負(fù)載元件參數(shù)來避免。

圖5.3.7減小負(fù)峰切割失真的電路

4.實(shí)際電路舉例

圖5.3.8(a)為某型電視機(jī)視頻檢波電路。L7、C24

為末級中放雙調(diào)諧次級回路，它向檢波電路提供如圖5.3.8(b)所示的已調(diào)中頻信號。VD31為檢波二極管，圖中二極管的接法，使得檢出信號為圖像中頻信號負(fù)半周的包絡(luò)，如圖5.3.8(c)所示。

圖5.3.8某型電視機(jī)視頻檢波

5.3.3同步檢波

DSB信號及SSB信號的包絡(luò)都不同于AM信號的包絡(luò)，不能用包絡(luò)檢波器直接進(jìn)行解調(diào)。

但包絡(luò)檢波器具有檢波線性好及電路簡單的優(yōu)點(diǎn)，應(yīng)設(shè)法利用它。DSB信號加上適當(dāng)大小的載波電壓，便構(gòu)成了AM信號，即可利用包絡(luò)檢波器解調(diào)出原調(diào)制信號。

這就是疊加型同步檢波的原理。

對于SSB信號，也可用加入一個載波電壓的方法，在一定條件下近似為AM信號，用包絡(luò)檢波器進(jìn)行解調(diào)。

當(dāng)利用相乘器對DSB、SSB信號進(jìn)行解調(diào)時，稱為乘積型同步檢波。

1.高頻電壓的疊加

設(shè)兩個高頻電壓分別為

圖5.3.9兩高頻信號疊加的矢量及波形

2.同步檢波原理

疊加型及乘積型同步解調(diào)原理方框圖如圖5.3.10所示。

圖中，ur(t)為恢復(fù)載頻電壓，或稱插入載頻電壓，us(t)為DSB信號或SSB信號。圖5.3.10同步檢波器方框圖

1)SSB信號的解調(diào)

圖5.3.11疊加型同步檢波器原理電路

已知ωc=ωr，并經(jīng)低通濾波器后得輸出電壓為

．

可見，乘積型解調(diào)法并不要求Urm?Usm，并且理想乘積解調(diào)器也沒有失真，這點(diǎn)比疊加型優(yōu)越。

2)DSB信號的解調(diào)

(1)疊加型解調(diào)原理。

疊加型同步檢波器解調(diào)DSB信號的原理很簡單，原理電路圖與SSB(見圖5.3.11)相同，只要加入的載波電壓在數(shù)值上滿足一定關(guān)系，即可得到一個不失真的AM波。

圖5.3.12同時畫出了us(t)、ur(t)、us(t)+ur(t)及其相應(yīng)的頻譜圖。

從AM信號分析及圖5.3.12中可知，只有當(dāng)Urm≥2Usm

時，合成的AM波才沒有過調(diào)失真，AM波經(jīng)包絡(luò)檢波后即可恢復(fù)原調(diào)制信號。

圖5.3.12疊加型同步檢波器解調(diào)DSB信號的過程

(2)乘積型檢波原理。

用乘積型同步檢波器解調(diào)DSB信號時，輸入信號為

相乘器的輸出電壓為

再經(jīng)低通濾波即可恢復(fù)原調(diào)制信號。

3.同步檢波器的電路

能完成相乘功能的電路均可用來做同步檢波電路，所以基本電路與調(diào)制器是相同的?？梢圆捎枚O管平衡解調(diào)器(或環(huán)形解調(diào)器)，也可以利用模擬乘法器構(gòu)成同步檢波電路，

如圖5.3.13所示。

圖5.3.13用模擬乘法器構(gòu)成同步檢波電路

4.插入載頻不同步引起的失真

1)插入電壓頻率與載頻不同(設(shè)ωr=ωc+Δω)

(1)當(dāng)解調(diào)SSB信號時，將ωr=ωc+Δω代入式(5.3.11)，經(jīng)低通濾波器后得輸出電壓為

輸出電壓的頻率不再是原調(diào)制信號的頻率，而是Ω-Δω，產(chǎn)生了頻率失真。

(2)當(dāng)解調(diào)DSB信號時，由于不同頻，其輸出電壓為

從上式可以看出，由于不同頻使得輸出電壓的幅度受cosΔωt調(diào)制。

一般Δω

值很小，輸出電壓受到一個頻率很低的電壓控制而緩慢變化。

2)插入電壓與載頻不同相

總之，在解調(diào)過程中，當(dāng)輸入電壓與載頻不同步時，將引起SSB解調(diào)信號的頻率和相位失真，引起DSB解調(diào)信號的不穩(wěn)定和振幅減小。

因此在同步解調(diào)時，對插入載頻電壓的要求是比較嚴(yán)格的，既要同頻又要同相，同步檢波的名稱也來源于此。

最后還應(yīng)指出，本節(jié)所說的同步檢波方法，不僅適用于對DSB、SSB信號的解調(diào)，也適用于對普通AM信號的解調(diào)，尤其是在集成電路中，這種方法已得到了廣泛的應(yīng)用。

圖

5.3.14就是一種典型的應(yīng)用方框圖。

輸

圖5.3.14同步檢波解調(diào)AM信號的組成方框圖

5.4變

頻

器

5.4.1概述變頻又稱混頻，也是一種頻率變換過程。

能實(shí)現(xiàn)這種功能的電路稱為變頻器(或混頻器)。

變頻技術(shù)的應(yīng)用十分廣泛。

變頻器不僅是超外差接收機(jī)中的關(guān)鍵部件，而且在一些發(fā)射設(shè)備(如單邊帶通信機(jī))中也是必不可少的。

變頻器也是許多電子設(shè)備、測量儀表(如頻率合成器、頻譜分析儀等)的重要組成部分。

1.變頻器的作用

在超外差式接收機(jī)中，變頻器處于高頻放大器和中頻放大器之間，它可將高頻信號變成中頻信號，并且在變頻過程中只改變信號的載波頻率，而信號的調(diào)制類型(如調(diào)幅或調(diào)頻)和調(diào)制參數(shù)(如調(diào)幅波的包絡(luò)或調(diào)頻波的頻偏)都不變，如圖5.4.1所示。

圖5.4.1變頻器的頻譜變換

收音機(jī)、電視接收機(jī)等無線電接收設(shè)備(以下簡稱接收機(jī))，需要接收許多電臺發(fā)送過來的高頻調(diào)制信號，若接收機(jī)將接收到的這些信號直接放大還原，將會出現(xiàn)靈敏度低、選擇性差、接收機(jī)結(jié)構(gòu)復(fù)雜等問題，其主要原因有：

(1)接收機(jī)要求能接收所有電臺，且還原出來的聲音、圖像質(zhì)量要好，但是如果接收機(jī)把接收到的高頻信號直接放大還原，那么，接收機(jī)必須由幾十套回路組成，這樣接收機(jī)的體積將呈幾倍甚至幾十倍的增加，且電路設(shè)計(jì)制造和調(diào)整都很困難。

(2)高頻放大器增益較低(因?yàn)榫w管放大倍數(shù)與信號頻率有關(guān)，頻率越高增益越低)，對不同電臺發(fā)出的高頻信號難以實(shí)現(xiàn)多級放大。

要提高靈敏度，就必須增加檢波前對高頻信號的放大能力；要提高選擇性，就需要增加調(diào)諧回路，這些都是靠增加高頻放大級數(shù)來實(shí)現(xiàn)的。

若接收機(jī)采用直接放大高頻信號的方式，不可能使接收機(jī)的靈敏度、選擇性做得很好。

2.變頻器原理方框圖

頻率變換電路屬于非線性電路。

因?yàn)橹挥蟹蔷€性電路才能變換信號的頻譜。

所以變頻器必須具有非線性器件；其次要有產(chǎn)生本機(jī)振蕩電壓的振蕩器(通常稱為“本機(jī)振蕩器”

或簡稱“本振”)；還要有對差頻ωL-ωs(或ωL+ωs)進(jìn)行頻率選擇的帶通濾波器，才能完成頻率變換的任務(wù)。

變頻器的組成方框圖如圖5.4.2所示。

圖5.4.2變頻器的組成方框圖

通常把變頻器中的非線性器件和帶通濾波器合在一起稱為混頻器。

它的作用是把兩個高頻電壓(信號電壓us

和本振電壓uL)合成，經(jīng)過變頻而產(chǎn)生頻率為中頻的輸出電壓ui。

若本振和混頻器同用一個非線性器件，則統(tǒng)稱為變頻器。

在通信接收機(jī)中，為了減小混頻器和本振的相互影響，以提高本振的頻率穩(wěn)定度，有時采用單獨(dú)的管子產(chǎn)生本機(jī)振蕩電壓，則變頻器分成混頻器和本振兩個部分。

在實(shí)際使用中，有時變頻器與混頻器這兩個詞的含義不作嚴(yán)格區(qū)分。

采用了變頻電路的超外差式接收機(jī)的方框圖如圖5.4.3所示，所謂超外差是指本機(jī)振蕩頻率fL

超過外來高頻已調(diào)信號頻率fs

一個中頻fi，通過變頻作用將頻率變?yōu)槎咧睿磃L-fs=fi，所有外來高頻已調(diào)信號頻率fs必須和本振頻率fL

為預(yù)定差頻fi(固定中頻)時，才能由變頻級的選頻回路以及中頻放大器的諧振回路選出，并進(jìn)行放大。

圖5.4.3超外差式調(diào)幅接收機(jī)方框圖

采用超外差式電路，只要變換輸入電路、高放和本振調(diào)諧回路即可進(jìn)行調(diào)諧(接收不同電臺的信號)，其他電路都不需要改變。

由圖5.4.3可見，從天線感應(yīng)得到的電臺調(diào)幅信號，經(jīng)輸入電路的選擇，再經(jīng)過高頻放大器放大，輸入變頻器。

變頻器把本機(jī)振蕩信號與接收到的電臺高頻信號進(jìn)行混頻，得到一個與接收到的高頻調(diào)幅信號調(diào)制規(guī)律相同但載頻(中頻)固定不變的調(diào)幅信號再輸入中頻放大器放大后，送到檢波器檢波，檢波器把中頻調(diào)幅信號的原音頻調(diào)制信號解調(diào)出來，濾去殘余中頻分量，再由低頻(音頻)電壓放大器和低頻功率放大器放大后，送到揚(yáng)聲器，音頻信號推動揚(yáng)聲器發(fā)出聲音。

3.變頻器的性能要求

衡量變頻器性能的主要指標(biāo)有變頻增益、失真與干擾、噪聲系數(shù)、選擇性、輸入阻抗、輸出阻抗、工作穩(wěn)定性等。

(1)變頻增益要大，失真要小。

由于變頻器輸入為高頻信號頻率，輸出為中頻頻率，故定義變頻器電壓增益為

功率增益定義為

變頻增益是衡量變頻效果的重要指標(biāo)。

變頻增益高可以減小接收機(jī)內(nèi)部噪聲的影響，有利于提高接收機(jī)的靈敏度。

但是隨著變頻增益的增大，變頻器的非線性失真也將隨著增大。

因此，不能片面地強(qiáng)調(diào)變頻增益而忽視其他指標(biāo)。

(2)失真與干擾要小。

在變頻器中會產(chǎn)生幅度失真和非線性失真，還會有各種組合干擾頻率分量產(chǎn)生的干擾(如寄生波道干擾、交叉調(diào)制干擾、互相調(diào)制干擾等)。

這些組合干擾頻率的存在會影響正常通信，嚴(yán)重時，可能出現(xiàn)一大片干擾頻率，產(chǎn)生很難聽的嘯叫聲，迫使通信中斷。

因此，對變頻器而言，不但要求選頻回路的幅頻特性要好，還應(yīng)當(dāng)盡量改進(jìn)電路(如選擇場效應(yīng)管或模擬乘法器構(gòu)成的變頻器)，以盡量少產(chǎn)生不需要的頻率分量。

(3)噪聲系數(shù)要小。

噪聲系數(shù)定義為輸入信噪比與輸出信噪比的比值。

變頻器的噪聲系數(shù)對整機(jī)信噪比影響比較大，僅次于高頻放大級。

變頻器的噪聲系數(shù)的大小除與本身因素有關(guān)外，還與本振注入信號的大小、工作點(diǎn)的選取有關(guān)。

噪聲系數(shù)越小說明電路性能越好。

(4)選擇性要好。

為了在變頻器輸出電流的許多頻率分量中選出有用的分量、抑制不需要的其他分量干擾，要求輸出選頻回路對需要輸出的信號(中頻信號)有較好的帶通幅頻

特性。

(5)阻抗匹配。

變頻器輸入端的阻抗應(yīng)與高頻放大器輸出端的阻抗匹配，而且其輸出端的阻抗還應(yīng)與中頻放大回路輸入端的阻抗匹配，以提高傳輸效率。

(6)工作要穩(wěn)定。

變頻器的輸出回路調(diào)諧于中頻頻率，而輸入回路調(diào)諧于高頻信號頻率。

因此，在一般情況下不會產(chǎn)生自激振蕩。

這里所指的工作要穩(wěn)定，主要是指本機(jī)振蕩器的頻率和振幅要穩(wěn)定。

5.4.2晶體三極管變頻器

1.典型電路

圖5.4.4所示為晶體三極管變頻器的四種基本電路形式，它們的區(qū)別是電路組態(tài)以及本振電壓的注入方式不同。

圖5.4.4(a)、(b)屬共射電路，信號電壓us

都從基極輸入。圖5.4.4(a)的本振電壓uL

從基極注入，圖5.4.4(b)的本振電壓uL

從發(fā)射極輸入，圖5.4.4(c)、(d)屬共基電路，信號電壓us

都從射極輸入。

圖5.4.4(c)的本振電壓uL

從發(fā)射極注入，圖5.4.4(d)的本振電壓uL

從基極注入。

圖5.4.4晶體三極管變頻器的電路形式

共發(fā)射極電路多用于頻率較低的情況，5.4.4(b)的信號電壓us

與本振電壓uL

分別由基極和發(fā)射極輸入，相互影響小，但本振需要功率大；圖5.4.4(a)的信號與本振都由基極輸入和注入，相互影響大，但本振需要功率小。

共基極電路多用于頻率較高的情況，變頻增益不如共發(fā)射極電路。

圖5.4.4(c)比圖5.4.4(d)的相互影響大。

這些電路的共同特點(diǎn)是，不管本振電壓注入方式如何，實(shí)際上輸入信號和本振信號都是加在基極和發(fā)射極之間，并且利用三極管轉(zhuǎn)移特性的非線性實(shí)現(xiàn)頻率變換。

2.變頻原理

晶體三極管變頻器的原理電路如圖5.4.5所示。圖5.4.5晶體三極管變頻器原理電路

設(shè)混頻器的輸入信號電壓與本振電壓的表示式分別為us(t)=Usmcosωst，uL(t)=ULmcosωLt。

在一般情況下，ULm

約有幾十毫伏，而Usm

僅約為幾十微伏，即ULm?Usm，uL(t)的變化將引起工作點(diǎn)的變化。

因此，可將uL(t)當(dāng)做晶體管偏置電壓的一部分，即

由式(5.4.9)可知，變頻互導(dǎo)gc

的定義為：混頻器輸出的中頻電流振幅與輸入信號電壓振幅之比。

其大小等于時變互導(dǎo)gm(t)的基波分量振幅gm1

的1/2。gc與us(t)無關(guān)，即混頻器對us(t)而言，可看做一個線性放大器。

這也正是我們在前面所提出的一個條件：us(t)的變化對工作點(diǎn)的影響可以忽略，這就是線性時變的條件。

總之，gc

與晶體管的正向轉(zhuǎn)移特性、本振電壓的振幅ULm

、Eb0

等因素有關(guān)。

三極管變頻的基本原理可歸納為：當(dāng)本振電壓加在基極和發(fā)射極之間時，由于其振幅較大，管子的工作點(diǎn)隨之改變，其跨導(dǎo)也隨本振電壓而變，再與信號電壓共同作用，在集電極電流中產(chǎn)生中頻電流分量，經(jīng)選頻回路得中頻電壓輸出，從而達(dá)到變頻的目的。

顯然，三極管變頻就在于通過uL(t)改變跨導(dǎo)gm(t)，該跨導(dǎo)一定是時變跨導(dǎo)，否則不能變頻。

3.混頻器實(shí)際電路舉例

圖5.4.6所示為電視機(jī)采用的一個共發(fā)射極混頻電路。

高頻電視信號由高頻放大器雙調(diào)諧回路的次極加到混頻管V的基極，次級回路由C1、C2

和L2

組成，采用電容分壓輸出可提高諧振回路的Q值，進(jìn)行阻抗匹配和減小混頻管輸入電容對諧振回路的影響。

本機(jī)振蕩信號uL(t)是由本機(jī)振蕩電路經(jīng)電容C3，耦合加到混頻管V的基極。圖5.4.6

圖5.4.7是利用乘法器完成混頻功能的原理方框圖。

假定高頻輸入信號us(t)為一AM波，它與本振信號uL(t)相乘可得圖5.4.7乘法器混頻電路原理方框圖

圖5.4.8是用MC1596G構(gòu)成的雙平衡混頻器，具有寬帶輸入，其輸出調(diào)諧在9MHz，回路帶寬450kHz，本振輸入電平100mV。

對于30MHz信號和39MHz本振輸入，混頻器混頻增益為13dB。

當(dāng)輸出信噪比為10dB時，輸入信號靈敏度為7.5μV。圖5.4.8用MC1596G構(gòu)成的混頻器

5.4.3混頻器的干擾

1.干擾的定義和分類

干擾是除有用信號以外的所有不需要的信號和各種電磁騷動的總稱。

干擾在接收機(jī)的終端表現(xiàn)為：揚(yáng)聲器或耳機(jī)發(fā)出的嗡嗡聲、咝咝聲、沙沙聲或其他不需要的講話聲；電視機(jī)熒屏上的“雪花”和波紋線；電報(bào)機(jī)打出錯誤的報(bào)文等。

因此，通常以接收機(jī)為考察對象來討論干擾問題。

習(xí)慣上，把來自接收機(jī)外部的干擾(包括發(fā)射機(jī)的寄生輻射與邊帶噪聲)叫做外部干擾，產(chǎn)生于接收機(jī)內(nèi)部的干擾叫做內(nèi)部噪聲。

此外，有用信號自身通過內(nèi)部部件的非線性作用，也可能在接收機(jī)輸出端形成干擾(有時稱為失真)。

干擾按其形式可分為兩類。

一類是周期性的，如電臺干擾；另一類是非周期性的。非周期性的干擾按其波形又可分為兩類。

一類是非周期性的短暫脈沖所形成的干擾，如天電干擾、工業(yè)干擾等，稱為脈沖干擾；脈沖干擾作用于接收機(jī)后，接收機(jī)會發(fā)出討厭的咯啦聲。

例如，平常接收機(jī)工作時，如果有人在附近斷、接電燈開關(guān)，就會聽到這種咯啦聲。

另一類是由導(dǎo)體中的自由電子和晶體管的載流子運(yùn)動所形成的時起時伏的非周期性干擾，稱為起伏干擾。

起伏干擾進(jìn)入接收機(jī)后，接收機(jī)輸出電壓也是雜亂無規(guī)則而連續(xù)的，并在耳機(jī)(或揚(yáng)聲器)中形成沙沙聲。

接收機(jī)的內(nèi)部噪聲屬于起伏干擾。

接收機(jī)的外部干擾主要有天電干擾、工業(yè)干擾、宇宙干擾和電臺干擾。

1)天電干擾

大氣中發(fā)生的各種自然現(xiàn)象而引起的干擾稱為天電干擾。

其主要來源是雷電放電、帶電的水滴和灰塵運(yùn)動及大氣層電離程度發(fā)生變化所引起的輻射等。

此外，由于灰塵、水滴、雪花等帶電粒子與天線接觸，都可能引起天電干擾。

2)工業(yè)干擾

工業(yè)干擾是由于各種工業(yè)電氣設(shè)備的電流或電壓發(fā)生劇烈變化所產(chǎn)生的電磁波輻射，并作用在接收機(jī)天線上而引起的。

例如，高頻電氣裝置、電動機(jī)、電焊、油機(jī)點(diǎn)火系統(tǒng)、

電氣開關(guān)等所產(chǎn)生的火花放電都伴隨電磁波輻射。

這種直接輻射的工業(yè)干擾其干擾功率很小，只有當(dāng)接收機(jī)天線距干擾源很近(200~400m以下)時，干擾才會對接收機(jī)有明顯的影響。

3)宇宙干擾

宇宙干擾就是指大氣層以外各天體輻射的電磁波對接收機(jī)形成的干擾，屬于起伏干擾性質(zhì)，故又稱宇宙噪聲。

這種干擾的強(qiáng)度隨時間與季節(jié)變化，同時隨著頻率的變化而急劇變化。

在18~300MHz范圍內(nèi)，干擾強(qiáng)度與頻率的三次方成反比，一般在頻率低于300MHz時考慮它的影響。

太陽也能產(chǎn)生無線電波的輻射，在一般情況下所形成的干擾不大，但是當(dāng)太陽黑子數(shù)增多時，太陽輻射所形成的干擾大大增強(qiáng)，尤其對米波波段的干擾更為嚴(yán)重。

4)電臺干擾

電臺干擾是指其他各種無線電臺工作產(chǎn)生的干擾，以及在電子對抗中為破壞對方通信聯(lián)絡(luò)而專門設(shè)置的干擾臺和空投寬頻帶干擾機(jī)發(fā)出的信號。

電臺干擾一般屬于周期性干擾，具有一定的方向且干擾頻率一般是固定的，因此可以采用定向天線和改換工作頻率來避開這種干擾。

2.超外差接收機(jī)中的干擾

在超外差接收機(jī)中，變頻器能使其性能得到改善的同時，又會給接收機(jī)帶來一些特有的干擾，常稱為變頻干擾。

這些干擾是由于變頻器的非線性所引起的。

我們知道，混頻器的輸出信號頻率為輸入信號與本振信號混頻并通過選頻網(wǎng)絡(luò)選出的有用的中頻分量(fi=fL

-fs)，但實(shí)際上，還有許多其他無用信號或干擾信號也會經(jīng)過混頻器的非線性作用而產(chǎn)生另一些中頻分量，或頻率接近于中頻分量的輸出。

我們把這些無用信號或干擾信號所產(chǎn)生的中頻稱為無用中頻。

中頻放大器對這些無用中頻分量沒有抑制能力，因此，無用中頻和有用中頻同時送到放大器得到放大。

同時進(jìn)入檢波器進(jìn)行檢波。

在收聽到有用信號的同時，也就聽到了干擾信號；或者在檢波器中發(fā)生差拍檢波，在收聽時所聽到的是嘯叫聲。

這些干擾信號形成的方式有：直接從接收天線進(jìn)入(特別是沒有高放級時)；由高放非線性產(chǎn)生；由混頻器本身產(chǎn)生；由本振的諧波產(chǎn)生等。

1)組合頻率干擾

由于變頻器使用的是非線性器件，而且工作在非線性狀態(tài)，流經(jīng)變頻管的電流不僅含有直流分量、信號頻率和本振頻率分量，還含有信號和本振頻率的各次諧波，以及它們的

和、差頻等組合頻率分量，即含有

±m(xù)fL

±nfs

分量。

當(dāng)這些組合頻率分量中的某些分量等于或接近中頻時，就能進(jìn)入中頻放大器，經(jīng)檢波器輸出，產(chǎn)生對有用信號的干擾。

若有用信號頻率fs

與本振信號頻率fL

滿足以下關(guān)系：

則將形成組合干擾。

因?yàn)檫@時組合頻率|±m(xù)fL±nfs|與中頻信號頻率fi靠近，通過檢波器后便產(chǎn)生可以聽到的差拍干擾叫聲。

設(shè)fL=fs+fi(高調(diào)諧)，將其代入式(5.4.10)，可得到能形成組合干擾的頻率點(diǎn)為

為了減小組合干擾，不能采用提高輸入和高放回路選擇性的方法，而是要擴(kuò)大高放的線性范圍以減小非線性失真(指諧波分量)。

同時輸入端的有用信號振幅不能過大，因信號越大非線性失真越大，造成的組合干擾就越大，故要求變頻前的電路增益不要太高。

2)副波道干擾

副波道干擾是一種頻率為fn

的外來干擾。

當(dāng)頻率為fn

的外來干擾信號作用到混頻器的輸入端時，它與本振信號頻率如果滿足下面的關(guān)系：

式中m為本振信號頻率的諧波次數(shù)，n

為干擾信號頻率的諧波次數(shù)，則這時干擾信號就會進(jìn)入中頻放大器，經(jīng)解調(diào)器輸出后將產(chǎn)生干擾。

可能產(chǎn)生干擾的外來信號頻率可由下式確定：

在m=1、n=1的條件下，fn

即為鏡像頻率fz，即

m

和n

取值愈大，即諧波次數(shù)愈高，組合干擾的振幅愈小。

要減小這種干擾，一是提高變頻器以前電路的選擇性，二是適當(dāng)選擇變頻器的工作狀態(tài)，使本振電壓的諧波分量要小。

(1)中頻干擾。

當(dāng)干擾電臺的頻率等于或接近中頻時(m=0，n=1)，對于中頻干擾來說，變頻器實(shí)際上成了中頻放大器，也就是說，此干擾信號不經(jīng)過變頻過程，它將和信號中頻一起通過檢波器產(chǎn)生差拍，在接收機(jī)輸出端形成差拍電壓，在耳機(jī)中可以聽到差拍嘯叫聲。

這種其頻率等于或接近中頻的電臺干擾稱為中頻干擾。

(2)鏡像干擾。

當(dāng)接收機(jī)采用高調(diào)諧時，信號頻率fs、本振頻率fL

和中頻頻率fi

三者滿足fi=fL-fs，當(dāng)采用低調(diào)諧時滿足fi=fs-fL。

所謂鏡像干擾，高調(diào)諧情況下就是其頻率比信號頻率高兩倍中頻的電臺干擾(fz=fs+2fi)；低調(diào)頻時則是其頻率比信號低兩倍中頻的電臺干擾(fz=fs-2fi)。

相對于本振頻率fL

來說，這個干擾頻率fz與信號頻率恰好成鏡像對稱關(guān)系，所以把這種干擾頻率fz

叫做鏡像頻率，把這種干擾稱為鏡像干擾，如圖5.4.9所示。

無特別說明，接收機(jī)均采用高調(diào)諧方式。

由圖