《現代通信原理與技術》課件-第9章

第9

章現代數字調制解調技術

9.1正交振幅調制(QAM)

9.1.1MQAM調制原理正交振幅調制是用兩個獨立的基帶數字信號對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調制,利用這種已調信號在同一帶寬內頻譜正交的性質來實現兩路并行的數字信息傳輸。

正交振幅調制信號的一般表示式為

式中,An是基帶信號幅度,g(t-nTs)是寬度為Ts的單個基帶信號波形。式(9.11)還可以變換為正交表示形式:

則式(9.12)變?yōu)?/p>

QAM信號調制原理圖如圖9-1所示。圖9-1QAM信號調制原理圖

信號矢量端點的分布圖稱為星座圖。通常,可以用星座圖來描述QAM信號的信號空間分布狀態(tài)。對于M=16的16QAM來說,有多種分布形式的信號星座圖。兩種具有代表

意義的信號星座圖如圖9-2所示。圖9-216QAM的星座圖

若信號點之間的最小距離為2A,且所有信號點等概率出現,則平均發(fā)射信號功率為

對于方型16QAM,信號平均功率為

對于星型16QAM,信號平均功率為

M=4,16,32,…,256時MQAM信號的星座圖如圖9-3所示。圖9-3MQAM信號的星座圖

9.1.2MQAM解調原理

MQAM信號同樣可以采用正交相干解調方法,其解調器原理圖如圖9-4所示。圖9-4MQAM信號相干解調原理圖

9.1.3MQAM抗噪聲性能

對于方型QAM,可以將其看成是由兩個相互正交且獨立的多電平ASK信號疊加而成。因此,利用多電平信號誤碼率的分析方法,可得到M進制QAM的誤碼率為

式中,M=L2,Eb為每比特碼元能量,n0為噪聲單邊功率譜密度。圖9-5給出了M進制方型QAM的誤碼率曲線。圖9-5M進制方型QAM的誤碼率曲線

9.2最小移頻鍵控(MSK)

MSK稱為最小移頻鍵控,有時也稱為快速移頻鍵控(FFSK)?！白钚　笔侵高@種調制方式能以最小的調制指數(0.5)獲得正交信號;而“快速”是指在給定的同樣的頻帶內,MSK能比2PSK的數據傳輸速率更高,且在帶外的頻譜分量要比2PSK衰減得快。

9.2.1MSK的基本原理

MSK是恒定包絡連續(xù)相位頻率調制,其信號的表示式為

則式(9.21)可表示為

中心頻率fc

應選為

式(9.28)表明,MSK信號在每一碼元周期內必須包含四分之一載波周期的整數倍。fc還可以表示為圖9-6MSK信號的時間波形

對第k個碼元的相位常數φk的選擇應保證MSK信號相位在碼元轉換時刻是連續(xù)的。根據這一要求,由式(9.22)可以得到相位約束條件為

式中,若取φk的初始參考值φ0=0,則

對于給定的輸入信號序列{ak},相應的附加相位函數θk(t)的波形如圖9-7所示。圖9-7附加相位函數θk(t)的波形圖

對于各種可能的輸入信號序列,θk(t)的所有可能路徑如圖9-8所示,它是一個從-2π到+2π的網格圖。圖9-8MSK的相位網格圖

下面簡要討論一下MSK信號的功率譜。對于由式(9.21)定義的MSK信號,其單邊功率譜密度可表示為

根據式(9.216)畫出MSK信號的功率譜如圖9-9-所示。圖9-9-MSK信號的歸一化功率譜

9.2.2MSK的調制解調

由MSK信號的一般表示式(9.23)可得

將

代入式(9.217)可得

上式即為MSK信號的正交表示形式。其同相分量為

也稱為I支路。其正交分量為

由式(9.218)可以畫出MSK信號調制器原理圖,如圖9-10所示。圖9-10MSK信號調制器原理圖

MSK信號屬于數字頻率調制信號,因此可以采用一般鑒頻器方式進行解調,其原理圖如圖9-11所示。鑒頻器解調方式結構簡單,容易實現。圖9-11MSK鑒頻器解調原理圖

由于MSK信號調制指數較小,采用一般鑒頻器方式進行解調誤碼率性能不太好,因此在對誤碼率有較高要求時大多采用相干解調方式。圖9-12是MSK信號相干解調器原理圖,其由相干載波提取和相干解調兩部分組成。圖9-12MSK信號相干解調器原理圖

9.2.3MSK系統(tǒng)的性能

設信道特性為恒參信道,噪聲為加性高斯白噪聲,MSK解調器輸入信號與噪聲的合成波為

式中

是數學期望為零、方差為σ2的窄帶高斯噪聲。

經過相乘、低通濾波和抽樣后,在t=2kTs時刻I支路的樣值為

在t=(2k+1)Ts

時刻Q支路的樣值為圖9-13MSK系統(tǒng)誤碼率曲線

9.3高斯最小移頻鍵控(GMSK)

9.3.1GMSK的基本原理MSK調制是調制指數為0.5的二進制調頻,基帶信號為矩形波形。為了壓縮MSK信號的功率譜,可在MSK調制前加入預調制濾波器,對矩形波形進行濾波,得到一種新型的基帶波形,使其本身和盡可能高階的導數都連續(xù),從而得到較好的頻譜特性。GMSK(GaussianfilteredMinimumShiftKeying)調制原理圖如圖9-14所示。圖9-14GMSK調制原理圖

為了有效地抑制MSK信號的帶外功率輻射,預調制濾波器應滿足以下條件:

(1)帶寬窄并且具有陡峭的截止特性;

(2)脈沖響應的過沖較小;

(3)濾波器輸出脈沖響應曲線下的面積對應于π/2的相移。圖9-15高斯濾波器的矩形脈沖響應

高斯濾波器的輸出脈沖經MSK調制得到GMSK信號,其相位路徑由脈沖的形狀決定。由于高斯濾波后的脈沖無陡峭沿,也無拐點,因此,相位路徑得到進一步平滑,如圖9-16所示。圖9-16GMSK信號的相位路徑

圖9-17是通過計算機模擬得到的GMSK信號的功率譜。圖中,橫坐標為歸一化頻偏(f-fc)Tb,縱坐標為功率譜密度,參變量BbTb為高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬Bb與碼元長度Tb的乘積。BbTb=∞的曲線是MSK信號的功率譜密度。GMSK信號的功率譜密度隨BbTb值的減小變得緊湊起來。表9-1給出了作為BbTb函數的GMSK信號中包含給定功率百分比的射頻帶寬。圖9-17GMSK信號的功率譜

圖9-18是在不同BbTb時由頻譜分析儀測得的射頻輸出頻譜。可見,測量值與圖9-17所示的計算機模擬結果基本一致。圖9-19-是GMSK信號正交相干解調時測得的眼圖?？梢钥闯?BbTb較小會使基帶波形中引入嚴重的碼間串擾,從而降低性能。當BbTb=0.25時,GMSK的誤碼率比MSK的下降1dB圖9-18不同BbTb時實測GMSK信號射頻功率譜圖9-19-GMSK信號正交相干解調的眼圖

9.3.2GMSK的調制與解調

產生GMSK信號的一種簡單方法是采用鎖相環(huán)(PLL)法,其原理圖如圖9-20所示。圖9-20PLL型GMSK調制器原理圖

根據式(9.38),GMSK信號可以表示為正交形式,即

式中

由式(9.39)和式(9.310)可以構成一種波形存儲正交調制器,其原理圖如圖9-21所示。波形存儲正交調制器的優(yōu)點是避免了復雜的濾波器設計和實現,可以產生具有任何特性的基帶脈沖波形和已調信號。圖9-21波形存儲正交調制器原理圖

GMSK信號也可以采用圖9-22所示的差分解調器解調。圖9-22(a)是1比特差分解調器,圖9-22(b)是2比特差分解調器。圖9-22GMSK信號差分解調器原理

9.3.3GMSK系統(tǒng)的性能

假設信道為恒參信道,噪聲為加性高斯白噪聲,其單邊功率譜密度為n0。GMSK信號相干解調的誤碼率下界可以表示為

式中,dmin為在t1到t2之間觀察所得的Hilbert空間中發(fā)送數據“1”和“0”對應的復信號

u1(t)和u0(t)之間的最小距離,即

在恒參信道、加性高斯白噪聲條件下測得的GMSK相干解調誤碼率曲線如圖9-23所示。由圖可以看出,當BbTb=0.25時,GMSK的性能僅比MSK下降1dB。圖9-23理想信道下GMSK相干解調誤碼率曲線

采用Gray編碼的雙比特(xk,yk)與相移Δφk的關系如表9-2所示。

為了抑制已調信號的帶外功率輻射,在進行正交調制前先使同相支路信號Ik和正交支路信號Qk

通過具有線性相位特性和平方根升余弦幅頻特性的低通濾波器。幅頻特性表示式為

兩個序列ck和dk

送入差分解碼器進行解碼,其解碼關系為

根據表9-2和式(9.410)就可以得到調制數據,再經過并/串變換即可恢復出發(fā)送的數據序列。

9.5OFDM調制

前面幾節(jié)所討論的數字調制解調方式都屬于串行體制,和串行體制相對應的一種體制是并行體制。它是將高速率的信息數據流經串/并變換,分割為若干路低速率并行數據流,然后每路低速率數據采用一個獨立的載波調制并疊加在一起構成發(fā)送信號,這種系統(tǒng)也稱為多載波傳輸系統(tǒng)。多載波傳輸系統(tǒng)原理圖如圖9-29-所示。圖9-29-多載波傳輸系統(tǒng)原理圖

9.5.1OFDM的基本原理

OFDM是一種高效調制技術,其基本原理是將發(fā)送的數據流分散到許多個子載波上,使各子載波的信號速率大為降低,從而能夠提高抗多徑和抗衰落的能力。

OFDM信號可以用復數形式表示為

式中

圖9-30OFDM信號頻譜結構

在Hermitian對稱條件:

OFDM信號接收端的原理圖如圖9-32所示,其處理過程與發(fā)送端相反。圖9-32OFDM信號接收原理圖

為了使信號在IFFT、FFT前后功率保持不變,DFT和IDFT應滿足以下關系:

9.5.3OFDM系統(tǒng)的性能

1.抗脈沖干擾

OFDM系統(tǒng)抗脈沖干擾的能力比單載波系統(tǒng)強很多。這是因為對OFDM信號的解調是在在一個很長的符號周期內積分,從而使脈沖噪聲的影響得以分散。

2.抗多徑傳播與衰落

OFDM系統(tǒng)把信息分散到許多個載波上,大大降低了各子載波的信號速率,使符號周期比多徑遲延長,從而能夠減弱多徑傳播的影響。若再采用保護間隔和時域均衡等措施,可以有效降低符號間干擾。保護間隔原理如圖9-33所示。圖9-33保護間隔原理

圖9-34OFDM信號頻譜結構

設信號采樣頻率為1/T,則每個子載波信號的采樣速率為1/(NT),即載波間距1/(NT),若將信號兩側的旁瓣忽略,則頻譜寬度為

OFDM的符號速率為

9.6數字化接收技術

理想軟件無線電的組成結構如圖9-35所示,主要包括天線、射頻前端、寬帶A/DD/A轉換器、通用和專用數字信號處理器及相應軟件。軟件無線電涉及很多通信新技術,本節(jié)只討論其關鍵技術之一:信號的數字檢測技術。圖9-35理想軟件無線電的組成結構

9.6.1信號的數字檢測原理圖9-36正交調制法實現數字調制原理圖

若以抽樣速率fs

對式(9.62)進行抽樣,可得式(9.62)的數字化表示形式:

式中,為抽樣時間間隔;X(nTs)和Y(nTs)為同相支路和正交支路基帶信號:

通常式(9.65)簡化表示為

采用數字方式實現調制的原理圖如圖9-37所示。圖9-37采用數字方式實現調制的原理圖

對信號s(t)采用正交方式進行解調的原理圖如圖9-38所示。圖中包括正交解調、載

波恢復和位定時恢復。圖9-38也可以采用數字的方式實現,其原理圖如圖9-39-所示。圖9-38正交解調原理圖圖9-38正交解調原理圖圖9-39-數字化檢測原理圖

圖9-39-所示的解調器輸入為

若每個碼元采樣K個樣點,則第n個碼元第k個采樣時刻為(Kn+k)Ts,A/D轉換器在該時刻的輸出為

式中,Ts為采樣周期,i=Kn+k,A為輸入信號振幅,φn為第n個碼元相位,θ0為初相位,n(iTs)為第i個采樣點噪聲樣值。

采用眼圖最大準則選擇最佳抽樣點。其原理是:在最佳抽樣點上噪聲和碼間串擾都最小,相對應的N個矢量具有較好的一致性,相位旋轉一致,其和的模值最大。通過比較這K個矢量和Z(k),選擇最大模值對應的抽樣點作為最佳抽樣點k*。在最佳抽樣點,可以對由載波頻差引起的相位旋轉作出準確的估計。設Δθ為載波頻偏在一個碼元期間內引起的相位旋轉,則

9.6.2數字檢測技術的應用

STEL－2105是一塊用于BPSK或QPSK相干解調器的專用集成電路,在BPSK模式下處理速度達4Mb/s以上,在QPSK模式下處理速度達8Mb/s以上。其內部結構如圖9-40所示。圖9-40STEL-2105內部結構

1.本振NCO模塊

STEL-2105集成了一個數控振蕩器(NCO),它產生用于下變頻的本振信號,NCO的時鐘信號由主時鐘提供。NCO有32比特的頻率分辨率,并且能產生8比特的正交載波sinωct和cosωct輸出。輸出頻率由32比特的載波頻率控制字控制。預置載波頻率控制字加上或減去載波跟蹤環(huán)路濾波器的輸出就得到了實際頻率控制信息。

2.下變頻模塊

STEL-2105集成了一個正交下變頻器,下變頻器將輸入中頻采樣信號直接轉化為基帶信號。下變頻器包含兩個乘法器,8比特的接收器輸入信號在乘法器中分別與來自NCO的sinωct和cosωct信號相乘。下變頻器中所有的操作都由主時鐘信號控制。兩個乘法器的輸出分別為

3.積分濾波器

兩個積分濾波器在由采樣速率決定的多個采樣周期內累積樣值。積分區(qū)間由位定時NCO控制,以使在每個碼元周期內有四或五個采樣。這些采樣值被送到碼元累加器模塊,對信號的樣值進行積累。通過控制,可以選擇最佳輸出比特作為碼元累加器的8比特輸入。

4.碼元累加器模塊

同相支路和正交支路的碼元信息