直流變換器設計.doc

摘 要三電平換流器是20世紀80年代產生并發(fā)展起來的一種新興變流技術，它通過對直流側的分壓和開關動作的不同組合，實現(xiàn)三電平階梯波輸出電壓，能有效的提高換流器系統(tǒng)的容量和耐壓，減少輸出電壓諧波和開關損耗。本課題通過三電平零電壓開關直流變換器的設計，探討了三電平軟開關PWM直流變換器的基本工作原理及其控制策略，并利用電路設計軟件完成了控制系統(tǒng)及主系統(tǒng)的仿真設計。討論了超前管，滯后管實現(xiàn)零電壓開關的差異以副邊占空比丟失的原因。解決了零電壓開關的移相PWM控制策略的實現(xiàn)、高速大功率驅動電路的實現(xiàn)等幾個難點問題。最后，通過仿真分析以及對230V/10A樣機的調試實驗，驗證了零電壓三電平移相控制PWM三電平直流變換器的工作原理。關鍵詞：零電壓開關，三電平直流變換器，控制策略，占空比丟失第一章 緒 論1.1 直流開關電源的基本電路拓撲現(xiàn)代開關電源分為直流開關電源和交流開關電源兩類，前者輸出質量較高的直流電，后者輸出質量較高的交流電。開關電源的核心是電力電子變換器。電力電子變換器是應用電力電子器件將一種電能轉變?yōu)榱硪环N或多種形式電能的裝置，按轉換電能的種類，可分為四種類型：直流直流變換器，它是將一種直流電能轉換成另一種或多種直流電能的變換器，是直流開關電源的主要部件；逆變器，是將直流電轉換為交流電的電能變換器，是直流開關電源和不間斷電源UPS的主要部件；整流器，是將交流電轉換為直流電的電能變換器；交交變頻器，是將一種頻率的交流電直接轉換為另一種恒定頻率的交流電，或是將變頻交流電直接轉換為恒頻交流電的電能變換器。這四類變換器可以是單向變換的，也可以是雙向變換的。單向電能變換器只能將電能從一個方向輸入，經變換后從另一個方向輸出；雙向電能變換器可以實現(xiàn)電能的雙向流動。對電力電子變換器的基本要求是：可靠性高、可維修性好、體積小、重量輕、價格便宜和電氣性能好。可靠性高，就是要求電力電子變換器能適應不良的工作條件，有足夠長的平均故障間隔時間?？删S修性好，就是要求減少對維修人員的技術要求和維修時間短。體積小、重量輕是航空航天用電力電子變換器的重要要求，隨著技術的發(fā)展，現(xiàn)在已成為各類產業(yè)的共同要求。價格便宜就是要求減少電力電子變換器的研制、開發(fā)、生產、試驗和使用維修費用，提高其市場競爭力。電氣性能好，要求電力電子變換器滿足技術指標或相應技術規(guī)范的要求。1.2電力電子技術的發(fā)展方向高頻電力電子技術是電力電子學的一個重要發(fā)展方向，是使電力電子變換器更好地實現(xiàn)基本要求的重要技術途徑。開關器件和元件(磁芯和電容)的高頻化是高頻電力電子學的基礎，功率場效應晶體管(MOSFET)，絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)和場控晶閘管(MCT，MGT，MET)已成為現(xiàn)代高頻電力電子學的主要開關器件，低柵荷、低結電容的場效應晶體管的發(fā)展，進一步促進了高頻電力電子技術的發(fā)展。非晶、微晶磁芯和高頻鐵氧體最近也取得了重要的進展。電力電子變換器電路拓撲的發(fā)展，是高頻電力電子學的另一個重要方面，諧振變換器、準諧振和多諧振變換技術，零電壓開關PWM（ZVS-PWM）和零電流開關PWM（ZCS-PWM）技術，零電壓轉換(ZVT)和零電流轉換（ZCT）技術，以及諧振直流環(huán)節(jié)逆變器（RDCLI）技術等部分或全部實現(xiàn)了變換器中功率器件的零電壓開關（ZVS）或零電流開關(ZCS), 克服了脈寬調制型(PWM) 功率開關管開關損耗隨開關頻率成正比增加的缺點，使功率器件的開關頻率提高了一個數(shù)量級，甚至更多。電力電子變換器的高頻化是和小型化模塊化緊密相關的，而這又與變換器的高效率和結構的高絕緣性能與高導熱性能聯(lián)系在一起。因而高頻電力電子技術是隨高頻開關器件和元件、零電壓或零電流開關電路拓撲和裝置的結構、材料與工藝的發(fā)展而發(fā)展的。1.3直流變換器的分類與特點直流變換器是電力電子變換器的一個重要部分。隨著電力電子技術和計算機科學與技術的發(fā)展，以直流變換器為核心的開關電源應用越來越廣，得到各國電力電子專家和學者的重視，目前已成為一個重要的新興產業(yè)。直流變換器有非電氣隔離型和有隔離型兩類。以所用功率開關管的數(shù)量來分類，單管非隔離直流變換器有六種基本類型，即降壓式(Buck)、升壓式(Boost)、升降壓式(Buck/Boost)、庫克(Cuk)、瑞泰(Zeta)和賽皮克(Sepic)等。雙管直流變換器有雙管串接的升降壓式(Buck-Boost)等。全橋變換器是常用的四管直流變換器。隔離型直流變換器也可以由所用功率開關管數(shù)量來分類。典型單管直流變換器有正激變換器和反激變換器兩種，雙管變換器有雙管正激變換器、雙管反激變換器、推挽和半橋四種。三電平直流變換器是近年來興起的一種新的拓撲結構。它的特點是每個橋臂由四只開關器件組成，該變換器的開關應力為輸入直流電壓的一半。功率開關管的電壓和電流定額相同時，變換器的輸出功率通常與所用功率開關管的數(shù)量成正比，即雙管隔離型直流變換器的輸出功率為單管的兩倍，為四管全橋變換器的一半。因此三電平DC/DC變換器在直流變換器中是輸出功率最大的一種，同時它還解決了低壓開關器件難以用于高壓場合的問題。按開關管的開關條件，直流變換器可分為硬開關(Hard switching)和軟開關(Soft switching)兩種。硬開關直流變換器的開關器件是在承受電壓或流過電流的情況下接通或斷開電路的，因此在開通或關斷過程中伴隨著較大的損耗，即所謂的開關損耗。變換器工作狀態(tài)一定時，開關管開通或關斷一次的損耗也是一定的，因此開關頻率越高，開關損耗就越大。同時，開關過程中還會激起電路分布電感和寄生電容的振蕩，帶來附加損耗，因而硬開關直流變換器的開關頻率不能太高。軟開關直流變壓器的開關管在開通或關斷過程中，或是加于其上的電壓為零，即零電壓開關(ZVS)，或是通過器件的電流為零，即零電流開關(ZCS)。這種開關方式顯著地減小了開關損耗和開關過程中激起的振蕩，可以大幅度地提高開關頻率，為變換器的小型化和模塊化創(chuàng)造了條件。功率場效應管(MOSFET)是多子器件，有高的開關速度，但同時也有較大的寄生電容。它關斷時，在外電壓作用下其寄生電容充滿電，如果在它開通前不將這部分電荷放掉，則將消耗于器件內部，這就是容性開通損耗。為了減小以致消除這種損耗，功率場效應管宜采用零電壓開通方式(ZVS)。絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)是一種復合器件，關斷時的電流拖尾導致較大的關斷損耗，如果在關斷前使通過它的電流降為零，則可以顯著地降低開關損耗，因此IGBT宜采用零電流(ZCS)關斷方式。IGBT在零電壓條件下關斷，同樣也能減小關斷損耗，但是MOSFET在零電流條件下開通并不能減小容性開通損耗。諧振變換器(RC)、準諧振變換器(QRC)、多諧振變換器(MRC)、零電壓開關PWM變換器、零電流開關PWM變換器、零電壓轉換PWM變換器和零電流轉換PWM變換器等均屬于軟開關直流變換器。電力電子器件和零開關變換器電路拓撲的發(fā)展，促使了高頻電力電子學的誕生。1.4本課題的研究意義及主要任務本論文的選題為“直流變換器的設計”，在這種變換器中，開關管的電壓應力為輸入電壓的一半，降低了開關管的額定電壓，因此非常適用于高輸入電壓、中大功率的應用場合。該變換器的控制方案采用移相控制，它集PWM變換器和諧振變換器的優(yōu)點，可以實現(xiàn)開關管的零電壓開關，大大減少了開關管的開關損耗，有利于提高開關頻率，提高變換效率，減少變換器的體積和重量。零電壓開關三電平直流變換器適用于電力系統(tǒng)、郵電通訊、航空航天等領域。本課題旨在研制經濟、實用的高頻、大功率的直流開關電源，因此研究的主要內容有以下幾點：1.三電平拓撲結構的基本工作原理及其數(shù)學模型的討論。2.PWM DC/DC三電平變換器的控制策略。3.分析移相控制零電壓開關三電平變換器的基本工作原理，實現(xiàn)零電壓的策略，電路的設計參數(shù)，及基于Matlab工具軟件的三電平直流變換器的仿真研究。4.三電平軟開關直流變換器的主電路、控制系統(tǒng)、驅動系統(tǒng)、保護回路的硬件設計。5.本課題要重點解決實現(xiàn)零電壓開關的控制策略、MOS開關管的串并聯(lián)技術、以及如何利用開關管的結電容和變壓器的漏感實現(xiàn)開關管的ZVS。第二章 三電平直流變換器的構成及原理隨著電力系統(tǒng)、計算機技術、航空航天技術、數(shù)據交換系統(tǒng)和郵電交通事業(yè)的發(fā)展，對開關電源性能、體積、重量、效率和可靠性方面的要求越來越高。在中、大功率應用場合，零電壓開關全橋直流變換器集PWM技術和諧振技術于一體，應用零電壓開關技術，可以實現(xiàn)電能變換裝置的小型化、輕量化、高效率。因而頗受工程研究人員的重視。在這方面的研究以相當成熟，同時，它是中、大功率應用場合較理想的拓撲。但是由于變流器輸入電壓等級的不斷提高，在變換器中，開關管的電壓應力為輸入直流電壓，這樣就很難選擇到合適的開關管。為了選擇到適合的開關管，降低開關管的應力是最好的選擇，于是在1980年A Narbal等人提出了三電平變流器的概念。三電平變流器與傳統(tǒng)的變流器器相比，每個橋臂多用了兩個開關器件，即每組橋臂由四個開關器件（如圖2-1所示），它通過對直流側的電壓和開關動作的不同組合，實現(xiàn)三電平（1、0、1）階梯波輸出電壓。雖然這種結構的每個橋臂多用了兩個器件，而每組開關器件所承受的開關電壓應力卻降低為輸入直流的一半，解決了低壓器件難以工作于高壓場合以及/太大。經過多年的研究，三平變流器及其拓撲已經得到了很好的應用。圖2-1 基本三電平直流變換器2.1三電平直流變換器的工作原理圖2-1中和容量相等且很大，因而它們的電壓均為輸入直流電壓的一半，即=/2,為四只開關管，,分別為四只開關管的內部寄生二極管和寄生電容，是諧振電感，和為續(xù)流二極管。從三電平變換器的一個橋臂出發(fā)，改變四只開關管的開關狀態(tài)在AB可以輸出三種狀態(tài)：“+1”狀態(tài)，=+/2；“0”狀態(tài)，=0；“-1”狀態(tài),=-/2。為了保證單相狀態(tài)變化時，通過中性點電位0的過度。表1給出了單相電位發(fā)生變化時，開關管的工作變化。在設計時無論采用何種方式生成PWM，其硬件及軟件設計都應遵循表1-1的規(guī)律。表1-1 三電平拓撲開關狀態(tài)變化表通過控制四只開關管，在A、B兩點可以得到一個幅值為/2的方波電壓，經過高頻變壓器和整流橋后，在C、D兩點得到幅值為/2k的直流脈沖電壓，再經過輸出濾波器后就可以得到輸出直流電壓。k是變壓器的一、二次匝比。同時通過調節(jié)VCD的占空比可以調節(jié)輸出電壓。2.2 PWM DC/DC三電平變換器的控制策略2.2.1基本控制策略為了在輸出端得到一個脈寬調制電壓VCD，實際上就是在高頻變壓器的副邊得到一個交流方波電壓，也就是在高頻變壓原邊（即AB兩點）得到一個交流方波電壓。傳統(tǒng)的方法見圖22所示，即上面的兩只開關管&和&同時導通或關斷，每只開關管的導通時間小于1/2開關周期，即/2。在傳統(tǒng)控制方式的基礎上，見圖2-3，和的導通時間不變，將和的導通時間向前增加一段時間或者增加到半個周期；或者和的導通時間不變，將和的導通時間向后增加一段時間或者增加到半個周期；或者將和的導通時間向前增加一段時間或者增加到半個周期，同時將和的導通時間向后增加一段時間或者增加到半個周期，那么在AB兩點將得到與圖2-2完全一樣的電壓波形。圖2-2 傳統(tǒng)的控制方式圖2-3 控制策略因為只有當和同時導通時，在AB兩點才能得到正的電壓脈沖(1) /2，而當和同時導通時，在AB兩點才能得到負的電壓脈沖(1) /2。因此只要保證每對開關管的導通重疊時間不變，開關管的導通時間向前增加和向后增加對于AB兩點電壓沒有任何影響。基于以上的思路，可以得到一族9種PWM DCDC三電平變換器的控制方式，如圖2-4所示,以前的文獻所提出的控制方式全部被包括在內。(a) 控制方式1 （b） 控制方式2 （c） 控制方式3（d） 控制方式4 （e） 控制方式5 （f） 控制方式6（g） 控制方式7 (h) 控制方式8 (i) 控制方式9圖2-4 一族PWM三電平直流變換器的控制方式2.2.2開關管導通時間定義根據導通時間增加的時間不同，每對開關管有三種控制方式，即：不增加導通時間；增加一段導通時間，使；增加導通時間，使。定義每對開關管的導通時間如下：(1) 和導通時間定義 ：不增加導通時間，； ：向前增加一段導通時間，+； ：向前增加導通時間，使+。(2) 和導通時間定義 ：不增加導通時間，； ：向后增加一段導通時間，+； ：向后增加導通時間，使+。2.2.3 PWM DCDC三電平變換器的兩類切換方式根據兩對開關管導通時間增加的情況不一樣，可以組合得到339種控制策略，如圖2-4所示。這9種控制方式可以分兩類：(1)每對開關管的兩只開關管同時關斷?？刂品绞?3屬于此類。(2)每對開關管的兩只開關管關斷時間錯開，一只先關斷，一只后關斷。控制方式49屬于此類。圖2-5給出了第一類切換方式的電路開關切換時的主要波形。圖2-1中，是主高頻變壓器的漏感。為了實現(xiàn)開關管的軟關斷，分別給開關管，并聯(lián)吸收電容，如圖2-1中的。當和同時關斷時， =(+1) /2。而當和同時關斷時，一次電流給和充電，同時給和放電，限制了開關管和的電壓上升率，因此和是零電壓關斷的。當和的電壓上升到/2時，和的電壓同時下降到零，為和提供了零電壓開通的條件。但是如果此時開通和，在AB兩點出現(xiàn)的就是占空比為1的交流方波電壓，不能實現(xiàn)三電平輸出和PWM控制。如果此時不導通和，由于=(1) /2，在此負電壓的作用下減少到零，然后就會與產生諧振。當和開通時，和的電壓不為零，和就是硬開通。因此上面一對開關管和同時關斷時，出現(xiàn)1/-1切換方式，無法實現(xiàn)下面一對開關管和的軟開關。同理，當下面一對開關管同時關斷時，也會出現(xiàn)1/+1切換方式，無法實現(xiàn)上面一對開關管的軟開關。也就是說，如果一對開關管同時關斷將導致1/-1或1/+1切換方式，無法實現(xiàn)軟開關。如果將每對開關管的關斷時間相對錯開一段時間，即一只開關管先關斷，另一只延遲一段時間再關斷，就會改善它們的開關狀態(tài)。一般外面的兩只開關管和分別在里面的開關管和之前關斷。因此可以定義先關斷的開關管和為超前管，后關斷的開關管和為滯后管。 和是硬開通 和是零電壓關斷和諧振工作 和是硬開通圖2-5 1/1切換方式2.3本章小結根據前面的討論，可以得到以下結論：PWM三電平直流變換器有9種控制方式；在這9種控制方式中，根據每對開關管的開關情況可以分為兩類方式，一類是同時關斷；另一類是兩只開關管的關斷時間相互錯開。前者不能實現(xiàn)軟開關，后者可以實現(xiàn)軟開關，由此引入了超前管與滯后管的概念。第三章 ZVS PWM DC/DC三電平變換器3.1軟開關功率變換技術3.1.1硬開關技術與開關損耗60年代開始得到發(fā)展和應用的DC/DC PWM功率變換技術是一種硬開關技術。所謂“硬開關”是指功率開關管的開通(turn-on)或關斷(turn-off)是在器件的電壓或電流不等于零的狀態(tài)下進行的，即強迫器件在其電壓不為零時開通，或電流不為零時關斷。開關器件開關過程中，器件上的電壓和電流發(fā)生變化，有一個過渡過程。開通時，其電流由零逐步上升，電壓則逐步下降，電流上升與電壓下降有一個交替過程，使開通過程中開關管有功率損耗開通損耗。同理開關器件關斷時，電流下降與電壓上升也有一個重疊過程，使關斷過程中開關管也有功率損耗關斷損耗。顯然，開關頻率越高，開關損耗(開通損耗和關斷損耗)也越大。由于變換器電路中寄生參數(shù)的存在，使開關過渡過程中器件的電流與器件電壓在開關過程中振蕩，如圖3-1所示。圖3-2表示開關過程中和的相軌跡圖，虛線表示器件的安全運行區(qū)邊界。相軌跡與縱、橫軸之間覆蓋的面積即為開關能耗01VTiTdt。開通時，由于電流振蕩超出了開關管的安全運行區(qū)，而由于電壓振蕩也超出了安全運行區(qū)，這樣會使開關器件損傷。同時過高的dv/dt，di/dt將產生嚴重的電磁干擾。由此可見，應用硬開關技術的PWM功率變換器的頻率不宜太高，否則開關損耗太大，變換器的效率將大大降低。圖3-1 開關器件開關過程中的電流、電壓波形圖3-2 開關過程中開關器件的電流、電壓軌跡3.1.2高頻化與軟開關技術提高開關頻率是開關變化技術的重要發(fā)展方向之一。高頻化可以使開關變換器(特別使變壓器、電感等磁性元件以及電容)的體積、重量大為減少，從而提高變換器的功率密度(單位體積的輸出功率)。此外，提高開關頻率對降低開關電源的音頻噪聲和改善動態(tài)相應也大有好處。為了使開關電源能夠在高頻下高效運行，在70年代提出了軟開關技術，所謂軟開關技術是指零電壓開關(ZVS)或零電流開關(ZCS)。它是應用諧振原理，使開關變換器的開關器件中的電流或電壓按正弦或準正弦規(guī)律變化，當電流自然過零時，使器件關斷；或電壓為零使，使器件開通，實現(xiàn)開關損耗為零。從而可將開關頻率提高到兆赫(MHz)級。3.1.3零電壓開關(ZVS)和零電流開關(ZCS)準諧振開關是在PWM開關上附加諧振網絡，利用局部諧振實現(xiàn)ZCS或ZVS。圖3-3(a)為PWM開關(即硬開關)示意圖，圖3-3(b)和(c)分別為ZCS和ZVS諧振開關。圖中諧振電感包括電路中可能有的雜散電感和變壓器漏感，諧振電容包括功率晶體管結電容。由圖8(b)可見，在ZCS諧振開關中，當功率晶體管導通時，諧振網絡，接通，器件中電流按正弦規(guī)律變化，但注意這時諧振頻率并不一定等于開關頻率。當電流振蕩到零時，令晶體管關斷，諧振停止，故圖3-3(b)稱為ZCS準諧振開關。圖3-4給出ZCS條件下開關器件上的電壓、電流波形圖。由圖3-3(c)可見，當功率管處于關斷狀態(tài)時，LC串聯(lián)諧振，電容 (包括開關管S的輸出電容)上的電壓按準正弦規(guī)律變化，當它自然過零時，令S開通，因此圖3-3(c)是一種準諧振開關。(a)PWM開關 （b）ZCS諧振開關 (c)ZVS諧振開關圖3-3 PWM開關和諧振開關示意圖圖3-4 ZCS諧振開關的電壓、電流波形3.2移相控制零電壓開關PWM三電平直流變換器3.2.1工作原理圖3-5為移相控制零電壓開關PWM三電平直流變換器的主電路及主要波形。圖3-5(a)中，電容和容量相等且很大，因而它們的電壓均為輸入直流電壓的一半，即=/2，為四只開關管，分別為這四只開關管的內部寄生二極管和寄生電容，是諧振電感，它包括變壓器的漏感。、為續(xù)流二極管，另外，在兩對開關管的中心還接入一電容，用來將兩對開關管的開關過程連接起來，變換器穩(wěn)定工作時，電容上的電壓恒為/2。本變換器采用移相控制方案，開關管和、和分別成180互補導通，、分別超前、一個相位移相角，通過調節(jié)移相角的大小即可調節(jié)輸出電壓。如圖3-5(b)所示，在一個開關周期內，該直流變換器共有18種開關狀態(tài)。在分析之前，先作如下假設：(1)所有開關管、二極管均為理想器件(整流二極管除外，可以將它們看作為一個理想二極管與一個電容的并聯(lián))；(2)所用電感、電容均為理想元件；(3)設，；(4) /，K是變壓器原、副邊匝比；(5)由于電容，的容量較大且相等，可以看作電壓為/2的兩個電壓源。（a） 主電路(b) 主要波形圖3-5 主電路及主要波形（a）時刻 （b），（c）， (d) ，(e) ， (f)，（g）， （h），（i），圖3-6 各種開關狀態(tài)的等效電路圖3-6給出了該變換器在不同開關狀態(tài)下的等效電路，各開關狀態(tài)的工作情況描述如下：1.開關模態(tài)0時刻之前見圖3-6(a)時刻之前，開關管、導通，原邊電流流經、諧振電感、變壓器的原邊繞組，最后回到。副邊電流回路為：副邊繞組的正端，經整流二極管、輸出濾波電容與負載電阻，回到的負端。2.開關模態(tài)1，見圖3-6(b)在時刻關斷，從轉移至、支路中，給充電，同時通過給放電。由于有、是零電壓關斷。由于放電，下降，副邊電壓也相應下降，因而整流二極管的結電容放電。在此過程中，濾波電感電流可以看作一個恒流源。此時電路可進一步等效成如圖3-7所示。圖中，為整流二極管結電容折算至原邊的等效電容，是折算至原邊等效濾波電感電流，即時刻的原邊電流。是折算至原邊的等效二極管，設電容=，在這段時間里，由圖3-7，可以得到電容、的電壓及。=（t-）+（t-） (3-1) =（t-）（t-） (3-2) =（t-）+（t-） (3-3) =（t-） (3-4)式中=到時刻，降至零，=0，A點電位降至/2，自然導通，此時可以零電壓開通。開關模態(tài)1結束。與驅動信號之間的死區(qū)時間。3.開關模態(tài)2，見圖3-6(c)在此模態(tài)中，=0，的結電容繼續(xù)被放電，電路可進一步等效為圖3-8。=（t-）+（t-） (3-5)=(t-）+(t-） (3-6)式中=，=到時刻，=0，自然導通，該模態(tài)結束。由式6可得該模態(tài)的持續(xù)時間為： = (3-7)圖3-7 開關模態(tài)1的等效電路 圖3-8 開關模態(tài)2的等效電路4.開關模態(tài)3，見圖3-6(d)時刻零電壓開通，雖然被開通，但是中并沒有電流流過，流經、諧振電感、變壓器原邊繞組和續(xù)流二極管，此時0，為0狀態(tài)。處于自然換流狀態(tài)。副邊兩個整流二極管同時導通。= （3-8）5.開關模態(tài)4，見圖3-6(e)時刻，關斷，此時，給電容充電，同時通過給放電，由于和的存在，是零電壓關斷。當電壓降至0(時刻)，自然導通，此段時間里和電容、的電壓為:=cos(t-) (3-9)=sin(t-) (3-10)=sin(t-) (3-11)式中=，=其中該模態(tài)的時間為：= (3-12)6.開關模態(tài)5，見圖3-6(f)時刻，自然導通，將開關管的電壓鉗位于0，此時可以零電壓開通。注意此時與的驅動信號之間的死區(qū)時間，即： （3-13）由于此時不足于提供負載電流，副邊兩個整流二極管都導通，因此變壓器副邊繞組的電壓為零，原邊繞組的電壓也為零，這樣電源電壓/2直接加在諧振電感的兩端，線性下降：=(t-) （3-14）到時刻，下降到零，二極管、自然關斷，開關管、中將流過電流，開關模態(tài)5的時間為：= （3-15）7.開關模態(tài)6，見圖3-6(g)時刻，由正值過零，且向負方向增長，此時，開關管、為提供通路，由于仍然不足以提供負載電流，負載電流仍然由兩個整流管提供回路，因此，原邊電壓為零，加在諧振電感兩端的電壓為/2，線性下降。=（t-） （3-16）到時刻，下降至折算到原邊的負載電流為/K時，該開關模態(tài)結束，此時整流管關斷，流過全部負載電流。開關模態(tài)5的持續(xù)時間為：= （3-17）8.開關模態(tài)7，見圖3-6(h) 時刻，整流二極管關斷，繼續(xù)導通，此時諧振電感與關斷的整流二極管的結電容發(fā)生諧振，等效電路見圖3-9。為了降低輸出管上的電壓振蕩，一般要增加RC吸收網絡。在時刻，電路進入穩(wěn)態(tài)，電容上的電壓為/K，降到折算至原邊的濾波電感電流。圖3-9 開關7的等效電路9.開關模態(tài)8，見圖3-6(i)在該模態(tài)中，電源為負載供電，穩(wěn)定后的原邊電流為：=（t-） （3-18）由于上式可以簡化為：=（t-） （3-19）在時刻，關斷，開始另半個周期，其工作情況類似于上述半個周期。3.2.2超前管與滯后管實現(xiàn)ZVS的差異3.2.2.1實現(xiàn)ZVS的條件由上一節(jié)的分析可以知道，要實現(xiàn)開關管的零電壓開通，必須有足夠的能量來抽走將要開通的開關管結電容(或外部附加電容)上的電荷，并給同一橋臂將要關斷的開關管結電容(或外部附加電容)充電。同時，考慮到變壓器的原邊繞組電容，還要一部分能量來抽走變壓器原邊繞組寄生電容和整流二極管折算到原邊的結電容上的電荷。也就是說，必須滿足下式：E+ =， (3-20)如果開關管式MOSEFT，而且MOSEFT不并聯(lián)外結電容，只是利用它自身的結電容來實現(xiàn)ZVS，同時綜合考慮MOSEFT的結電容是一個非線性電容，其容值是反比于其兩端電壓的平方根的,需要乘一個系數(shù)4/3那么上式可變?yōu)椋篍+ （3-21）一般來講，由于濾波電感較大，其能量足以在很寬的負載范圍內實現(xiàn)超前管的ZVS。3.2.2.2超前管實現(xiàn)ZVS超前管容易實現(xiàn)ZVS。這是因為在超前管的開關過程中，輸出濾波電感是與諧振電感串聯(lián)的，此時用來實現(xiàn)ZVS的能量是和中的能量。一般來說，較大，在超前管的關過程中，其電流近似不變，類似于一個恒流源。這個能量很容易滿足(3-21)式。3.2.2.3滯后管實現(xiàn)ZVS滯后管要實現(xiàn)ZVS比較困難，見開關模態(tài)4。這是因為在滯后管的開關過程中，變壓器副邊是短路的，此時整個變換器就被分為兩部分，一部分是原邊電流逐漸改變流通方向，其流通路徑由逆變橋提供；另一部分是負載電流由整流橋提供續(xù)流回路，負載側與變壓器原邊沿有關系。例如，要實現(xiàn)滯后管的ZVS，必須有足夠的能量用來抽走將要開通的開關管的結電容上的能量，同時還要給關斷的開關管的結電容充電。即： E+= （3-22）同樣考慮到MOSFET管的結電容的非線性，乘上一個系數(shù)4/3，上式可寫為： E （3-23）從圖3-6(e)可以看出，此時用來實現(xiàn)ZVS的能量只是諧振電感中的能量，如果不滿足式(3-20)，那么就無法實現(xiàn)ZVS。而諧振電感的電感值相對于濾波電感等效至原邊的電感值來說小得多，也就是說，與超前管相比，滯后管實現(xiàn)ZVS要困難得多。實現(xiàn)滯后管的ZVS的條件為：+ （3-24）3.3實現(xiàn)ZVS的策略及副邊占空比的丟失從上面的討論中可以知道，超前管容易實現(xiàn)ZVS，而滯后管則要困難些。只要滿足條件使滯后管能夠實現(xiàn)ZVS，那么超前管就肯定可以實現(xiàn)ZVS。因此ZVSPWM三電平直流變換器實現(xiàn)ZVS的關鍵在于滯后管。滯后管實現(xiàn)ZVS的條件就是式(3-24)。由式(3-24)可以看出，要滿足該條件，要么增加諧振電感，要么增加。1增加勵磁電流對于一定的諧振電感，必須有一個最小的值來保證諧振電感中的能量能實現(xiàn)ZVS。另外根據參考文獻增加勵磁電流的辦法來實現(xiàn)ZVS，實質上就是提高。由于增加了勵磁電流，使得原邊電流在負載電流的基礎上多了一份勵磁電流，因而增加了它的最大電流值，也使通態(tài)損耗加大。同時，勵磁電流的增大，也增大了變壓器損耗。因此在勵磁電流的選取上，應充分考慮器件和變壓器損耗。2增大諧振電感由于勵磁電流與負載無關，因而在輕載時，變換器的效率很低。實現(xiàn)ZVS的另一種方式，就是增加諧振電感。在一定的負載范圍內實現(xiàn)ZVS，可以知道一個最小的負載電流，根據這個電流，忽略勵磁電流，可得到的最小值，再利用式(3-24)計算出所需的最小諧振電感。3副邊占空比的丟失副邊占空比的丟失是ZVSPWM三電平變換器中一個特有的現(xiàn)象。所謂副邊占空比丟失，就是說副邊的占空比小于原邊的占空比，即：，其差值就是副邊占空比丟失：= （3-25）副邊占空比丟失的原因是：存在原邊電流從正向(或負向)變化到負向(或正向)負載電流的時間。在這段時間里，雖然原邊有正電壓方波(或負電壓方波)，但原邊不足以提供負載電流，副邊整流橋的所有二極管導通，負載處于續(xù)流狀態(tài)，其兩端電壓為零。這樣副邊就丟失了這部分電壓方波。在圖3-5中，陰影部分就是副邊丟失的電壓方波，這部分時間與二分之一開關周期的比值就是副邊的占空比丟失即：= （3-26）由于很小，可以忽略，同時根據式(3-15)、式(3-17)，上式可變?yōu)椋? （3-27）從該式可以得到：越大，越大；負載越大，越大；越低，越大。的產生使減小，為了在負載上得到所要求的輸出電壓，就必須減小原副邊的匝比。而匝比的減小，帶來兩個問題：原邊的電流增加，開關管的電流峰值要增加，通態(tài)損耗加大；副邊整流橋的耐壓值要增加。為了減小提高，可以采用飽和電感的辦法，就是將諧振電感改為飽和電感，但還是存在。3.4整流二極管的換流情況在ZVSPWM三電平變換器中，變壓器在，時間里工作在短路狀態(tài)，本節(jié)討論在這個特殊的工作狀態(tài)下整流二極管的換流情況。一般而言，輸出整流電路有兩種，另一種是四個整流二極管構成的全橋整流方式，另一種是兩個整流二極管構成的雙半波整流方式，全波整流方式。當輸出電壓比較高、輸出電流比較小時，一般采用全橋整流方式。當輸出電壓比較低、輸出電流比較大時，為了減小整流橋的通態(tài)損耗，提高變換器的效率，一般選用全波整流方式。無論采用何種整流方式，如果忽略勵磁電流，變壓器原副邊的電壓和電流關系為：=/K （3-28）=/K （3-29）圖3-10是全波整流方式的電路圖及其主要波形，圖3-10 全波整流方式各個電流的參考方向如圖所示，其中：= （3-30）= （3-31）在時刻，負載電流流經DR1。在，時段里，變壓器原邊電流減小，其副邊繞組1的電流相減小，小于輸出濾波電感電流，即，不足以提供負載電流。此時導通，由副邊繞組2為負載提供不足部分的電流，即：+= （3-32）變壓器原副邊的電流關系為：+= （3-33）由式(3-30)(333)可以解出各個電流的表達式：=(+) （3-34）=() （3-35）=(+) （3-36）=() （3-37）根據式(3-36)和(3-37)，可以知道整流管的換流情況： ，時段，0，流過的電流大于流過的電流，即： （3-38） 時刻，0，兩個整流管中流過的電流相等，均為負載電流的一半，即： =/2 （3-39） ，時段，0，中流過的電流小于中流過的電流，即： （3-40） 時刻，/2，中流過全部負載電流，的電流為零，即： = （3-41） =0 （3-42）此時，關斷，承擔全部負載電流，從而完成整流管的換流過程。3.5建模與仿真為了驗證ZVS-PWM三電平直流變換器的工作原理，本節(jié)利用Matlab軟件對ZVSPWM三電平變換器進行了建模，得出了相關的仿真結果。仿真所需的主要數(shù)據為：直流輸入電壓：=540V；變壓器變比： K=1.5；諧振電感： 20H；輸出濾波電感： 31H；輸出濾波電容： 4.6F；開關頻率： 100kHz。圖3-11 ZVSPWM三電平直流變換器的仿真波形圖3-11為變換器原邊電壓，變壓器原邊電流及整流后電壓的仿真波形，從該圖可以看出，當原邊電流叢正方向上(或負方向)變化到負方向(或正方向)負載電流時，副邊存在占空比丟失。分析可知，當滯后管(或)關斷時，二極管提供續(xù)流。同時由的波形可以看出，在由/2降至零的過程中，大幅下降，進一步驗證了理論分析結果。圖3-11中超前管的驅動信號及漏、源極電壓，該圖表明，當超前管的漏、源極電壓為零時，關斷超前管，的寄生電容和的寄生電容的存在保證是零電壓關斷。超前管的情況亦然。同理可得，當滯后管的漏、源極電壓降至零，其反并二極管導通時，開通滯后管。3.6本章小結本章主要討論了移相控制PWM三電平直流變換電路的基本原理，主要包括換流過程和零電壓開關的實現(xiàn)，得出以下結論：(1)控制策略采用移相控制方案，實現(xiàn)了零電壓開關，因而減小開關損耗，利于提高開關頻率，減小變換器的體積；(2)超前管實現(xiàn)ZVS的能量來自于濾波電感和諧振電感的能量，用來抽走將要開通的開關管結電容上的電荷，并給關斷開關管的結電容充電，還要抽走關斷的輸出整流管的結電容上的電荷和變壓器原邊繞組電容上的電荷；(3)滯后管實現(xiàn)ZVS的能量來自于諧振電感的能量，用來抽走將要開通的開關管上的電荷，并給關斷開關管的結電容充電，因為諧振電感遠小于濾波電感值，所以超前管比滯后管容易實現(xiàn)零電壓開關；(4)由于諧振電感串聯(lián)于主回路中，副邊存在占空比丟失；(5)副邊整流電壓存在尖峰，在整流二極管中有損耗；(6)在考慮輸出整流管的結電容的情況下，當超前管關斷時，原邊電流有一個下降的過程；(7)在零狀態(tài)中，兩個整流二極管同時導通，而不是只有一個整流二極管導通。第四章PWM DC/DC三電平變換器的硬件系統(tǒng)設計在上一節(jié)中，主要討論了PWM DC/DC三電平變換器的軟開關技術。從本質上講，無論是采用何種控制方式，無論是硬開通還是軟開關ZVS，其不同之處只是在于變壓器原邊采用不同的拓撲，而其輸入濾波電容、高頻變壓器、輸出濾波電容和濾波電感的設計都是相同的。本文PWM DC/DC三電平變換器的控制方式采用移相控制方式，針對這種控制方式，Unitrode公司推出了UC3875集成芯片，在這一章中，將詳細介紹它的使用方法。驅動電路是電源中一個十分重要的部分，MOSFET驅動電路的設計對提高MOSFET的工作頻率具有舉足輕重的作用，它對MOSEFT類電力電子設備的效率、可靠性、都用重要的影響。4.1移相控制電路的設計UC3875是美國Unitrode公司針對移相控制方案最近推出的PWM控制芯片。圖4-1給出了它的內部結構圖。它主要包括以下九個方面的功能：工作電源、基準電源、振蕩器、鋸齒波、誤差放大器和軟起動、移相控制信號發(fā)生電路、過流保護、死區(qū)時間設置、輸出級。4.1.1 UC3875功能簡介(1)工作電源UC3875的工作電源分為兩個：(pin 11)和(pin lO)，其中是供給內部邏輯電路用，它對應于信號地GND(pin 20)；供給輸出級用，它對應于電源地PWRGND(pinl2)。這兩個工作電源應分別外接有相應的高頻濾波電容，而且GND和PWRGND應該相聯(lián)于一點以減小噪聲干擾和減小直流壓降。設有欠壓鎖定輸出功能(UnderVoltage LockOut，簡稱UVLO)，當?shù)碾妷旱陀赨VLO門檻電壓時，輸出級信號全部為低電平，當高于UVLO門檻電壓時，輸出級才會開啟，UC3875的UVLO門檻電壓為10.75V。一般而言，最好高于12V，這樣能保證芯片更好地工作。一般在3V以上時就能正常工作，在12V以上工作性能會更好。因此通常把和接到同一個12V的電壓源上。(2)基準電源UC3875在l腳提供一個5V的精密基準電壓源，它可為外部電路提供大約60mA的電流，內部設有短路保護電路。同時，也有UVLO功能，只有當達到4.75V時，芯片才正常工作。為了獲得最佳的基準電壓，在引腳1()和引腳20(GND)之間接入等效串聯(lián)電阻與電感很小的0.1F的電容器。使用中，可以作為用戶的給定或保護門檻的設定電源。圖4-1 UC3875的內部結構圖(3)振蕩器芯片內有一個高速振蕩器，在頻率設置腳FREQ SET(pin 16)與信號地GND之間接一個電容和一個電阻可以設置振蕩頻率，從而設置輸出級的開關頻率。為了能讓多個芯片并聯(lián)工作，UC3875提供了時鐘同步功能腳CLOCKSYNC(pinl7)。雖然每個芯片自身的振蕩頻率不同，但一旦它們聯(lián)接起來，所有芯片都同步于最快的芯片，即所有芯片的振蕩頻率都變?yōu)樽罡叩恼袷庮l率。芯片也可同步于外部時鐘信號，只要CLOCKSYNC接一個振蕩頻率高于芯片的外部時鐘信號。如果CLOCKSYNC作為輸出用，則它為外部電路提供一個時鐘信號。(4)鋸齒波斜率設置腳SLOPE(pinl8)與某一個取樣電壓之間接一個電阻只，為鋸齒波腳RAMP(pinl9)提供一個電流為/的電流。在RAMP與信號地GND之間接一個電容，就決定了鋸齒波的斜率：= (4-1)選定值和，就決定了鋸齒波的幅值。如果取樣電壓接整流后直流電壓的采樣電壓，就可實現(xiàn)輸入電壓前饋。一般在電壓型調節(jié)方式中，直接接1腳的5V基準電壓。RAMP是PWM比較器的一個輸入端，PWM比較器的另一個輸入端是誤差放大器的輸出端。在RAMP與PWM比較器的輸入端之間有一個1.3V的偏置，因此適當?shù)剡x擇和的值，就可使誤差放大器的輸出電壓不能超過鋸齒波的幅值，從而實現(xiàn)最大占空比限制。(5)誤差放大器和軟啟動誤差放大器實際上是一個運算放大器，在電壓型調節(jié)方式中，其同相E/A+(pin 4)一般接基準電壓，反相端E/A(pin 3)一般接輸出反饋電壓，反相端E/A與輸出端E/A OUT(COMP)(pin 2)之間接一個補償網絡，E/A OUT接到PWM比較器的一端。軟啟動功能腳SOFT-START(pin 6)與信號地GND之間接一個電容，通常為1F。，只要低于欠電壓鎖定門限值，SOFT-START(pin 6)將保持地電位或當電流檢測端C/S(pin 5)電壓高于2.5V時，SOFTSTART的電壓被拉到0V。當上述兩種情況均不存在時，SOFTSTART恢復正常工作。當SOFTSTART正常工作時，芯片內有一個9A的恒流源給充電，SOFTSTART的電壓線性升高，最后達到4.8V。SOFTSTART在芯片內部與過誤差放大器的輸出相接，當誤差放大器的輸出電壓低于SOFTSTART的電壓時，誤差放大器的輸出電壓被鉗位在SOFTSTART的電壓值。因此SOFTSTART工作時，輸出級的移相角從0逐漸增加，使三電平變換器的脈寬從0開始慢慢增大，直到穩(wěn)定工作，這樣可以減小主功率開關管的開機沖擊。(6)移相控制信號發(fā)生電路移相控制信號發(fā)生電路是UC3875的核心部分。振蕩器產生的時鐘信號經過D觸發(fā)器(Toggle FF)2分頻后，從D觸發(fā)器的“”和“”得到兩個180?；パa的方波信號。這兩個方波信號從OUTA和OUTB輸出，延時電路為這兩個方波信號設置死區(qū)。OUTA和OUTB與振蕩時鐘信號同步。PWM比較器將鋸齒波和誤差放大器的信號比較后，輸出一個方波信號，這個信號與時鐘信號經過“或非門”后送到RS觸發(fā)器，RS觸發(fā)器的輸出“”和D觸發(fā)器的“”運算后，得到兩個180，互補的方波信號。這兩個方波信號從OUTC和OUTD輸出，延時電路為這兩個方波信號設置死區(qū)。OUTC和OUTD分別領先于OUTB和OUTA一個移相角，移相角的大小決定于誤差放大器的輸出