直流變換器設(shè)計(jì).doc

摘 要三電平換流器是20世紀(jì)80年代產(chǎn)生并發(fā)展起來的一種新興變流技術(shù)，它通過對(duì)直流側(cè)的分壓和開關(guān)動(dòng)作的不同組合，實(shí)現(xiàn)三電平階梯波輸出電壓，能有效的提高換流器系統(tǒng)的容量和耐壓，減少輸出電壓諧波和開關(guān)損耗。本課題通過三電平零電壓開關(guān)直流變換器的設(shè)計(jì)，探討了三電平軟開關(guān)PWM直流變換器的基本工作原理及其控制策略，并利用電路設(shè)計(jì)軟件完成了控制系統(tǒng)及主系統(tǒng)的仿真設(shè)計(jì)。討論了超前管，滯后管實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)的差異以副邊占空比丟失的原因。解決了零電壓開關(guān)的移相PWM控制策略的實(shí)現(xiàn)、高速大功率驅(qū)動(dòng)電路的實(shí)現(xiàn)等幾個(gè)難點(diǎn)問題。最后，通過仿真分析以及對(duì)230V/10A樣機(jī)的調(diào)試實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了零電壓三電平移相控制PWM三電平直流變換器的工作原理。關(guān)鍵詞：零電壓開關(guān)，三電平直流變換器，控制策略，占空比丟失第一章 緒 論1.1 直流開關(guān)電源的基本電路拓?fù)洮F(xiàn)代開關(guān)電源分為直流開關(guān)電源和交流開關(guān)電源兩類，前者輸出質(zhì)量較高的直流電，后者輸出質(zhì)量較高的交流電。開關(guān)電源的核心是電力電子變換器。電力電子變換器是應(yīng)用電力電子器件將一種電能轉(zhuǎn)變?yōu)榱硪环N或多種形式電能的裝置，按轉(zhuǎn)換電能的種類，可分為四種類型：直流直流變換器，它是將一種直流電能轉(zhuǎn)換成另一種或多種直流電能的變換器，是直流開關(guān)電源的主要部件；逆變器，是將直流電轉(zhuǎn)換為交流電的電能變換器，是直流開關(guān)電源和不間斷電源UPS的主要部件；整流器，是將交流電轉(zhuǎn)換為直流電的電能變換器；交交變頻器，是將一種頻率的交流電直接轉(zhuǎn)換為另一種恒定頻率的交流電，或是將變頻交流電直接轉(zhuǎn)換為恒頻交流電的電能變換器。這四類變換器可以是單向變換的，也可以是雙向變換的。單向電能變換器只能將電能從一個(gè)方向輸入，經(jīng)變換后從另一個(gè)方向輸出；雙向電能變換器可以實(shí)現(xiàn)電能的雙向流動(dòng)。對(duì)電力電子變換器的基本要求是：可靠性高、可維修性好、體積小、重量輕、價(jià)格便宜和電氣性能好。可靠性高，就是要求電力電子變換器能適應(yīng)不良的工作條件，有足夠長(zhǎng)的平均故障間隔時(shí)間?？删S修性好，就是要求減少對(duì)維修人員的技術(shù)要求和維修時(shí)間短。體積小、重量輕是航空航天用電力電子變換器的重要要求，隨著技術(shù)的發(fā)展，現(xiàn)在已成為各類產(chǎn)業(yè)的共同要求。價(jià)格便宜就是要求減少電力電子變換器的研制、開發(fā)、生產(chǎn)、試驗(yàn)和使用維修費(fèi)用，提高其市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)力。電氣性能好，要求電力電子變換器滿足技術(shù)指標(biāo)或相應(yīng)技術(shù)規(guī)范的要求。1.2電力電子技術(shù)的發(fā)展方向高頻電力電子技術(shù)是電力電子學(xué)的一個(gè)重要發(fā)展方向，是使電力電子變換器更好地實(shí)現(xiàn)基本要求的重要技術(shù)途徑。開關(guān)器件和元件(磁芯和電容)的高頻化是高頻電力電子學(xué)的基礎(chǔ)，功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管(MOSFET)，絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)和場(chǎng)控晶閘管(MCT，MGT，MET)已成為現(xiàn)代高頻電力電子學(xué)的主要開關(guān)器件，低柵荷、低結(jié)電容的場(chǎng)效應(yīng)晶體管的發(fā)展，進(jìn)一步促進(jìn)了高頻電力電子技術(shù)的發(fā)展。非晶、微晶磁芯和高頻鐵氧體最近也取得了重要的進(jìn)展。電力電子變換器電路拓?fù)涞陌l(fā)展，是高頻電力電子學(xué)的另一個(gè)重要方面，諧振變換器、準(zhǔn)諧振和多諧振變換技術(shù)，零電壓開關(guān)PWM（ZVS-PWM）和零電流開關(guān)PWM（ZCS-PWM）技術(shù)，零電壓轉(zhuǎn)換(ZVT)和零電流轉(zhuǎn)換（ZCT）技術(shù)，以及諧振直流環(huán)節(jié)逆變器（RDCLI）技術(shù)等部分或全部實(shí)現(xiàn)了變換器中功率器件的零電壓開關(guān)（ZVS）或零電流開關(guān)(ZCS), 克服了脈寬調(diào)制型(PWM) 功率開關(guān)管開關(guān)損耗隨開關(guān)頻率成正比增加的缺點(diǎn)，使功率器件的開關(guān)頻率提高了一個(gè)數(shù)量級(jí)，甚至更多。電力電子變換器的高頻化是和小型化模塊化緊密相關(guān)的，而這又與變換器的高效率和結(jié)構(gòu)的高絕緣性能與高導(dǎo)熱性能聯(lián)系在一起。因而高頻電力電子技術(shù)是隨高頻開關(guān)器件和元件、零電壓或零電流開關(guān)電路拓?fù)浜脱b置的結(jié)構(gòu)、材料與工藝的發(fā)展而發(fā)展的。1.3直流變換器的分類與特點(diǎn)直流變換器是電力電子變換器的一個(gè)重要部分。隨著電力電子技術(shù)和計(jì)算機(jī)科學(xué)與技術(shù)的發(fā)展，以直流變換器為核心的開關(guān)電源應(yīng)用越來越廣，得到各國(guó)電力電子專家和學(xué)者的重視，目前已成為一個(gè)重要的新興產(chǎn)業(yè)。直流變換器有非電氣隔離型和有隔離型兩類。以所用功率開關(guān)管的數(shù)量來分類，單管非隔離直流變換器有六種基本類型，即降壓式(Buck)、升壓式(Boost)、升降壓式(Buck/Boost)、庫克(Cuk)、瑞泰(Zeta)和賽皮克(Sepic)等。雙管直流變換器有雙管串接的升降壓式(Buck-Boost)等。全橋變換器是常用的四管直流變換器。隔離型直流變換器也可以由所用功率開關(guān)管數(shù)量來分類。典型單管直流變換器有正激變換器和反激變換器兩種，雙管變換器有雙管正激變換器、雙管反激變換器、推挽和半橋四種。三電平直流變換器是近年來興起的一種新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。它的特點(diǎn)是每個(gè)橋臂由四只開關(guān)器件組成，該變換器的開關(guān)應(yīng)力為輸入直流電壓的一半。功率開關(guān)管的電壓和電流定額相同時(shí)，變換器的輸出功率通常與所用功率開關(guān)管的數(shù)量成正比，即雙管隔離型直流變換器的輸出功率為單管的兩倍，為四管全橋變換器的一半。因此三電平DC/DC變換器在直流變換器中是輸出功率最大的一種，同時(shí)它還解決了低壓開關(guān)器件難以用于高壓場(chǎng)合的問題。按開關(guān)管的開關(guān)條件，直流變換器可分為硬開關(guān)(Hard switching)和軟開關(guān)(Soft switching)兩種。硬開關(guān)直流變換器的開關(guān)器件是在承受電壓或流過電流的情況下接通或斷開電路的，因此在開通或關(guān)斷過程中伴隨著較大的損耗，即所謂的開關(guān)損耗。變換器工作狀態(tài)一定時(shí)，開關(guān)管開通或關(guān)斷一次的損耗也是一定的，因此開關(guān)頻率越高，開關(guān)損耗就越大。同時(shí)，開關(guān)過程中還會(huì)激起電路分布電感和寄生電容的振蕩，帶來附加損耗，因而硬開關(guān)直流變換器的開關(guān)頻率不能太高。軟開關(guān)直流變壓器的開關(guān)管在開通或關(guān)斷過程中，或是加于其上的電壓為零，即零電壓開關(guān)(ZVS)，或是通過器件的電流為零，即零電流開關(guān)(ZCS)。這種開關(guān)方式顯著地減小了開關(guān)損耗和開關(guān)過程中激起的振蕩，可以大幅度地提高開關(guān)頻率，為變換器的小型化和模塊化創(chuàng)造了條件。功率場(chǎng)效應(yīng)管(MOSFET)是多子器件，有高的開關(guān)速度，但同時(shí)也有較大的寄生電容。它關(guān)斷時(shí)，在外電壓作用下其寄生電容充滿電，如果在它開通前不將這部分電荷放掉，則將消耗于器件內(nèi)部，這就是容性開通損耗。為了減小以致消除這種損耗，功率場(chǎng)效應(yīng)管宜采用零電壓開通方式(ZVS)。絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)是一種復(fù)合器件，關(guān)斷時(shí)的電流拖尾導(dǎo)致較大的關(guān)斷損耗，如果在關(guān)斷前使通過它的電流降為零，則可以顯著地降低開關(guān)損耗，因此IGBT宜采用零電流(ZCS)關(guān)斷方式。IGBT在零電壓條件下關(guān)斷，同樣也能減小關(guān)斷損耗，但是MOSFET在零電流條件下開通并不能減小容性開通損耗。諧振變換器(RC)、準(zhǔn)諧振變換器(QRC)、多諧振變換器(MRC)、零電壓開關(guān)PWM變換器、零電流開關(guān)PWM變換器、零電壓轉(zhuǎn)換PWM變換器和零電流轉(zhuǎn)換PWM變換器等均屬于軟開關(guān)直流變換器。電力電子器件和零開關(guān)變換器電路拓?fù)涞陌l(fā)展，促使了高頻電力電子學(xué)的誕生。1.4本課題的研究意義及主要任務(wù)本論文的選題為“直流變換器的設(shè)計(jì)”，在這種變換器中，開關(guān)管的電壓應(yīng)力為輸入電壓的一半，降低了開關(guān)管的額定電壓，因此非常適用于高輸入電壓、中大功率的應(yīng)用場(chǎng)合。該變換器的控制方案采用移相控制，它集PWM變換器和諧振變換器的優(yōu)點(diǎn)，可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)，大大減少了開關(guān)管的開關(guān)損耗，有利于提高開關(guān)頻率，提高變換效率，減少變換器的體積和重量。零電壓開關(guān)三電平直流變換器適用于電力系統(tǒng)、郵電通訊、航空航天等領(lǐng)域。本課題旨在研制經(jīng)濟(jì)、實(shí)用的高頻、大功率的直流開關(guān)電源，因此研究的主要內(nèi)容有以下幾點(diǎn)：1.三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基本工作原理及其數(shù)學(xué)模型的討論。2.PWM DC/DC三電平變換器的控制策略。3.分析移相控制零電壓開關(guān)三電平變換器的基本工作原理，實(shí)現(xiàn)零電壓的策略，電路的設(shè)計(jì)參數(shù)，及基于Matlab工具軟件的三電平直流變換器的仿真研究。4.三電平軟開關(guān)直流變換器的主電路、控制系統(tǒng)、驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)、保護(hù)回路的硬件設(shè)計(jì)。5.本課題要重點(diǎn)解決實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)的控制策略、MOS開關(guān)管的串并聯(lián)技術(shù)、以及如何利用開關(guān)管的結(jié)電容和變壓器的漏感實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的ZVS。第二章 三電平直流變換器的構(gòu)成及原理隨著電力系統(tǒng)、計(jì)算機(jī)技術(shù)、航空航天技術(shù)、數(shù)據(jù)交換系統(tǒng)和郵電交通事業(yè)的發(fā)展，對(duì)開關(guān)電源性能、體積、重量、效率和可靠性方面的要求越來越高。在中、大功率應(yīng)用場(chǎng)合，零電壓開關(guān)全橋直流變換器集PWM技術(shù)和諧振技術(shù)于一體，應(yīng)用零電壓開關(guān)技術(shù)，可以實(shí)現(xiàn)電能變換裝置的小型化、輕量化、高效率。因而頗受工程研究人員的重視。在這方面的研究以相當(dāng)成熟，同時(shí)，它是中、大功率應(yīng)用場(chǎng)合較理想的拓?fù)洹５怯捎谧兞髌鬏斎腚妷旱燃?jí)的不斷提高，在變換器中，開關(guān)管的電壓應(yīng)力為輸入直流電壓，這樣就很難選擇到合適的開關(guān)管。為了選擇到適合的開關(guān)管，降低開關(guān)管的應(yīng)力是最好的選擇，于是在1980年A Narbal等人提出了三電平變流器的概念。三電平變流器與傳統(tǒng)的變流器器相比，每個(gè)橋臂多用了兩個(gè)開關(guān)器件，即每組橋臂由四個(gè)開關(guān)器件（如圖2-1所示），它通過對(duì)直流側(cè)的電壓和開關(guān)動(dòng)作的不同組合，實(shí)現(xiàn)三電平（1、0、1）階梯波輸出電壓。雖然這種結(jié)構(gòu)的每個(gè)橋臂多用了兩個(gè)器件，而每組開關(guān)器件所承受的開關(guān)電壓應(yīng)力卻降低為輸入直流的一半，解決了低壓器件難以工作于高壓場(chǎng)合以及/太大。經(jīng)過多年的研究，三平變流器及其拓?fù)湟呀?jīng)得到了很好的應(yīng)用。圖2-1 基本三電平直流變換器2.1三電平直流變換器的工作原理圖2-1中和容量相等且很大，因而它們的電壓均為輸入直流電壓的一半，即=/2,為四只開關(guān)管，,分別為四只開關(guān)管的內(nèi)部寄生二極管和寄生電容，是諧振電感，和為續(xù)流二極管。從三電平變換器的一個(gè)橋臂出發(fā)，改變四只開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)在AB可以輸出三種狀態(tài)：“+1”狀態(tài)，=+/2；“0”狀態(tài)，=0；“-1”狀態(tài),=-/2。為了保證單相狀態(tài)變化時(shí)，通過中性點(diǎn)電位0的過度。表1給出了單相電位發(fā)生變化時(shí)，開關(guān)管的工作變化。在設(shè)計(jì)時(shí)無論采用何種方式生成PWM，其硬件及軟件設(shè)計(jì)都應(yīng)遵循表1-1的規(guī)律。表1-1 三電平拓?fù)溟_關(guān)狀態(tài)變化表通過控制四只開關(guān)管，在A、B兩點(diǎn)可以得到一個(gè)幅值為/2的方波電壓，經(jīng)過高頻變壓器和整流橋后，在C、D兩點(diǎn)得到幅值為/2k的直流脈沖電壓，再經(jīng)過輸出濾波器后就可以得到輸出直流電壓。k是變壓器的一、二次匝比。同時(shí)通過調(diào)節(jié)VCD的占空比可以調(diào)節(jié)輸出電壓。2.2 PWM DC/DC三電平變換器的控制策略2.2.1基本控制策略為了在輸出端得到一個(gè)脈寬調(diào)制電壓VCD，實(shí)際上就是在高頻變壓器的副邊得到一個(gè)交流方波電壓，也就是在高頻變壓原邊（即AB兩點(diǎn)）得到一個(gè)交流方波電壓。傳統(tǒng)的方法見圖22所示，即上面的兩只開關(guān)管&和&同時(shí)導(dǎo)通或關(guān)斷，每只開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間小于1/2開關(guān)周期，即/2。在傳統(tǒng)控制方式的基礎(chǔ)上，見圖2-3，和的導(dǎo)通時(shí)間不變，將和的導(dǎo)通時(shí)間向前增加一段時(shí)間或者增加到半個(gè)周期；或者和的導(dǎo)通時(shí)間不變，將和的導(dǎo)通時(shí)間向后增加一段時(shí)間或者增加到半個(gè)周期；或者將和的導(dǎo)通時(shí)間向前增加一段時(shí)間或者增加到半個(gè)周期，同時(shí)將和的導(dǎo)通時(shí)間向后增加一段時(shí)間或者增加到半個(gè)周期，那么在AB兩點(diǎn)將得到與圖2-2完全一樣的電壓波形。圖2-2 傳統(tǒng)的控制方式圖2-3 控制策略因?yàn)橹挥挟?dāng)和同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，在AB兩點(diǎn)才能得到正的電壓脈沖(1) /2，而當(dāng)和同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，在AB兩點(diǎn)才能得到負(fù)的電壓脈沖(1) /2。因此只要保證每對(duì)開關(guān)管的導(dǎo)通重疊時(shí)間不變，開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間向前增加和向后增加對(duì)于AB兩點(diǎn)電壓沒有任何影響?；谝陨系乃悸罚梢缘玫揭蛔?種PWM DCDC三電平變換器的控制方式，如圖2-4所示,以前的文獻(xiàn)所提出的控制方式全部被包括在內(nèi)。(a) 控制方式1 （b） 控制方式2 （c） 控制方式3（d） 控制方式4 （e） 控制方式5 （f） 控制方式6（g） 控制方式7 (h) 控制方式8 (i) 控制方式9圖2-4 一族PWM三電平直流變換器的控制方式2.2.2開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間定義根據(jù)導(dǎo)通時(shí)間增加的時(shí)間不同，每對(duì)開關(guān)管有三種控制方式，即：不增加導(dǎo)通時(shí)間；增加一段導(dǎo)通時(shí)間，使；增加導(dǎo)通時(shí)間，使。定義每對(duì)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間如下：(1) 和導(dǎo)通時(shí)間定義 ：不增加導(dǎo)通時(shí)間，； ：向前增加一段導(dǎo)通時(shí)間，+； ：向前增加導(dǎo)通時(shí)間，使+。(2) 和導(dǎo)通時(shí)間定義 ：不增加導(dǎo)通時(shí)間，； ：向后增加一段導(dǎo)通時(shí)間，+； ：向后增加導(dǎo)通時(shí)間，使+。2.2.3 PWM DCDC三電平變換器的兩類切換方式根據(jù)兩對(duì)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間增加的情況不一樣，可以組合得到339種控制策略，如圖2-4所示。這9種控制方式可以分兩類：(1)每對(duì)開關(guān)管的兩只開關(guān)管同時(shí)關(guān)斷?？刂品绞?3屬于此類。(2)每對(duì)開關(guān)管的兩只開關(guān)管關(guān)斷時(shí)間錯(cuò)開，一只先關(guān)斷，一只后關(guān)斷?？刂品绞?9屬于此類。圖2-5給出了第一類切換方式的電路開關(guān)切換時(shí)的主要波形。圖2-1中，是主高頻變壓器的漏感。為了實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟關(guān)斷，分別給開關(guān)管，并聯(lián)吸收電容，如圖2-1中的。當(dāng)和同時(shí)關(guān)斷時(shí)， =(+1) /2。而當(dāng)和同時(shí)關(guān)斷時(shí)，一次電流給和充電，同時(shí)給和放電，限制了開關(guān)管和的電壓上升率，因此和是零電壓關(guān)斷的。當(dāng)和的電壓上升到/2時(shí)，和的電壓同時(shí)下降到零，為和提供了零電壓開通的條件。但是如果此時(shí)開通和，在AB兩點(diǎn)出現(xiàn)的就是占空比為1的交流方波電壓，不能實(shí)現(xiàn)三電平輸出和PWM控制。如果此時(shí)不導(dǎo)通和，由于=(1) /2，在此負(fù)電壓的作用下減少到零，然后就會(huì)與產(chǎn)生諧振。當(dāng)和開通時(shí)，和的電壓不為零，和就是硬開通。因此上面一對(duì)開關(guān)管和同時(shí)關(guān)斷時(shí)，出現(xiàn)1/-1切換方式，無法實(shí)現(xiàn)下面一對(duì)開關(guān)管和的軟開關(guān)。同理，當(dāng)下面一對(duì)開關(guān)管同時(shí)關(guān)斷時(shí)，也會(huì)出現(xiàn)1/+1切換方式，無法實(shí)現(xiàn)上面一對(duì)開關(guān)管的軟開關(guān)。也就是說，如果一對(duì)開關(guān)管同時(shí)關(guān)斷將導(dǎo)致1/-1或1/+1切換方式，無法實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。如果將每對(duì)開關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間相對(duì)錯(cuò)開一段時(shí)間，即一只開關(guān)管先關(guān)斷，另一只延遲一段時(shí)間再關(guān)斷，就會(huì)改善它們的開關(guān)狀態(tài)。一般外面的兩只開關(guān)管和分別在里面的開關(guān)管和之前關(guān)斷。因此可以定義先關(guān)斷的開關(guān)管和為超前管，后關(guān)斷的開關(guān)管和為滯后管。 和是硬開通 和是零電壓關(guān)斷和諧振工作 和是硬開通圖2-5 1/1切換方式2.3本章小結(jié)根據(jù)前面的討論，可以得到以下結(jié)論：PWM三電平直流變換器有9種控制方式；在這9種控制方式中，根據(jù)每對(duì)開關(guān)管的開關(guān)情況可以分為兩類方式，一類是同時(shí)關(guān)斷；另一類是兩只開關(guān)管的關(guān)斷時(shí)間相互錯(cuò)開。前者不能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，后者可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，由此引入了超前管與滯后管的概念。第三章 ZVS PWM DC/DC三電平變換器3.1軟開關(guān)功率變換技術(shù)3.1.1硬開關(guān)技術(shù)與開關(guān)損耗60年代開始得到發(fā)展和應(yīng)用的DC/DC PWM功率變換技術(shù)是一種硬開關(guān)技術(shù)。所謂“硬開關(guān)”是指功率開關(guān)管的開通(turn-on)或關(guān)斷(turn-off)是在器件的電壓或電流不等于零的狀態(tài)下進(jìn)行的，即強(qiáng)迫器件在其電壓不為零時(shí)開通，或電流不為零時(shí)關(guān)斷。開關(guān)器件開關(guān)過程中，器件上的電壓和電流發(fā)生變化，有一個(gè)過渡過程。開通時(shí)，其電流由零逐步上升，電壓則逐步下降，電流上升與電壓下降有一個(gè)交替過程，使開通過程中開關(guān)管有功率損耗開通損耗。同理開關(guān)器件關(guān)斷時(shí)，電流下降與電壓上升也有一個(gè)重疊過程，使關(guān)斷過程中開關(guān)管也有功率損耗關(guān)斷損耗。顯然，開關(guān)頻率越高，開關(guān)損耗(開通損耗和關(guān)斷損耗)也越大。由于變換器電路中寄生參數(shù)的存在，使開關(guān)過渡過程中器件的電流與器件電壓在開關(guān)過程中振蕩，如圖3-1所示。圖3-2表示開關(guān)過程中和的相軌跡圖，虛線表示器件的安全運(yùn)行區(qū)邊界。相軌跡與縱、橫軸之間覆蓋的面積即為開關(guān)能耗01VTiTdt。開通時(shí)，由于電流振蕩超出了開關(guān)管的安全運(yùn)行區(qū)，而由于電壓振蕩也超出了安全運(yùn)行區(qū)，這樣會(huì)使開關(guān)器件損傷。同時(shí)過高的dv/dt，di/dt將產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾。由此可見，應(yīng)用硬開關(guān)技術(shù)的PWM功率變換器的頻率不宜太高，否則開關(guān)損耗太大，變換器的效率將大大降低。圖3-1 開關(guān)器件開關(guān)過程中的電流、電壓波形圖3-2 開關(guān)過程中開關(guān)器件的電流、電壓軌跡3.1.2高頻化與軟開關(guān)技術(shù)提高開關(guān)頻率是開關(guān)變化技術(shù)的重要發(fā)展方向之一。高頻化可以使開關(guān)變換器(特別使變壓器、電感等磁性元件以及電容)的體積、重量大為減少，從而提高變換器的功率密度(單位體積的輸出功率)。此外，提高開關(guān)頻率對(duì)降低開關(guān)電源的音頻噪聲和改善動(dòng)態(tài)相應(yīng)也大有好處。為了使開關(guān)電源能夠在高頻下高效運(yùn)行，在70年代提出了軟開關(guān)技術(shù)，所謂軟開關(guān)技術(shù)是指零電壓開關(guān)(ZVS)或零電流開關(guān)(ZCS)。它是應(yīng)用諧振原理，使開關(guān)變換器的開關(guān)器件中的電流或電壓按正弦或準(zhǔn)正弦規(guī)律變化，當(dāng)電流自然過零時(shí)，使器件關(guān)斷；或電壓為零使，使器件開通，實(shí)現(xiàn)開關(guān)損耗為零。從而可將開關(guān)頻率提高到兆赫(MHz)級(jí)。3.1.3零電壓開關(guān)(ZVS)和零電流開關(guān)(ZCS)準(zhǔn)諧振開關(guān)是在PWM開關(guān)上附加諧振網(wǎng)絡(luò)，利用局部諧振實(shí)現(xiàn)ZCS或ZVS。圖3-3(a)為PWM開關(guān)(即硬開關(guān))示意圖，圖3-3(b)和(c)分別為ZCS和ZVS諧振開關(guān)。圖中諧振電感包括電路中可能有的雜散電感和變壓器漏感，諧振電容包括功率晶體管結(jié)電容。由圖8(b)可見，在ZCS諧振開關(guān)中，當(dāng)功率晶體管導(dǎo)通時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)，接通，器件中電流按正弦規(guī)律變化，但注意這時(shí)諧振頻率并不一定等于開關(guān)頻率。當(dāng)電流振蕩到零時(shí)，令晶體管關(guān)斷，諧振停止，故圖3-3(b)稱為ZCS準(zhǔn)諧振開關(guān)。圖3-4給出ZCS條件下開關(guān)器件上的電壓、電流波形圖。由圖3-3(c)可見，當(dāng)功率管處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，LC串聯(lián)諧振，電容 (包括開關(guān)管S的輸出電容)上的電壓按準(zhǔn)正弦規(guī)律變化，當(dāng)它自然過零時(shí)，令S開通，因此圖3-3(c)是一種準(zhǔn)諧振開關(guān)。(a)PWM開關(guān) （b）ZCS諧振開關(guān) (c)ZVS諧振開關(guān)圖3-3 PWM開關(guān)和諧振開關(guān)示意圖圖3-4 ZCS諧振開關(guān)的電壓、電流波形3.2移相控制零電壓開關(guān)PWM三電平直流變換器3.2.1工作原理圖3-5為移相控制零電壓開關(guān)PWM三電平直流變換器的主電路及主要波形。圖3-5(a)中，電容和容量相等且很大，因而它們的電壓均為輸入直流電壓的一半，即=/2，為四只開關(guān)管，分別為這四只開關(guān)管的內(nèi)部寄生二極管和寄生電容，是諧振電感，它包括變壓器的漏感。、為續(xù)流二極管，另外，在兩對(duì)開關(guān)管的中心還接入一電容，用來將兩對(duì)開關(guān)管的開關(guān)過程連接起來，變換器穩(wěn)定工作時(shí)，電容上的電壓恒為/2。本變換器采用移相控制方案，開關(guān)管和、和分別成180互補(bǔ)導(dǎo)通，、分別超前、一個(gè)相位移相角，通過調(diào)節(jié)移相角的大小即可調(diào)節(jié)輸出電壓。如圖3-5(b)所示，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，該直流變換器共有18種開關(guān)狀態(tài)。在分析之前，先作如下假設(shè)：(1)所有開關(guān)管、二極管均為理想器件(整流二極管除外，可以將它們看作為一個(gè)理想二極管與一個(gè)電容的并聯(lián))；(2)所用電感、電容均為理想元件；(3)設(shè)，；(4) /，K是變壓器原、副邊匝比；(5)由于電容，的容量較大且相等，可以看作電壓為/2的兩個(gè)電壓源。（a） 主電路(b) 主要波形圖3-5 主電路及主要波形（a）時(shí)刻 （b），（c）， (d) ，(e) ， (f)，（g）， （h），（i），圖3-6 各種開關(guān)狀態(tài)的等效電路圖3-6給出了該變換器在不同開關(guān)狀態(tài)下的等效電路，各開關(guān)狀態(tài)的工作情況描述如下：1.開關(guān)模態(tài)0時(shí)刻之前見圖3-6(a)時(shí)刻之前，開關(guān)管、導(dǎo)通，原邊電流流經(jīng)、諧振電感、變壓器的原邊繞組，最后回到。副邊電流回路為：副邊繞組的正端，經(jīng)整流二極管、輸出濾波電容與負(fù)載電阻，回到的負(fù)端。2.開關(guān)模態(tài)1，見圖3-6(b)在時(shí)刻關(guān)斷，從轉(zhuǎn)移至、支路中，給充電，同時(shí)通過給放電。由于有、是零電壓關(guān)斷。由于放電，下降，副邊電壓也相應(yīng)下降，因而整流二極管的結(jié)電容放電。在此過程中，濾波電感電流可以看作一個(gè)恒流源。此時(shí)電路可進(jìn)一步等效成如圖3-7所示。圖中，為整流二極管結(jié)電容折算至原邊的等效電容，是折算至原邊等效濾波電感電流，即時(shí)刻的原邊電流。是折算至原邊的等效二極管，設(shè)電容=，在這段時(shí)間里，由圖3-7，可以得到電容、的電壓及。=（t-）+（t-） (3-1) =（t-）（t-） (3-2) =（t-）+（t-） (3-3) =（t-） (3-4)式中=到時(shí)刻，降至零，=0，A點(diǎn)電位降至/2，自然導(dǎo)通，此時(shí)可以零電壓開通。開關(guān)模態(tài)1結(jié)束。與驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的死區(qū)時(shí)間。3.開關(guān)模態(tài)2，見圖3-6(c)在此模態(tài)中，=0，的結(jié)電容繼續(xù)被放電，電路可進(jìn)一步等效為圖3-8。=（t-）+（t-） (3-5)=(t-）+(t-） (3-6)式中=，=到時(shí)刻，=0，自然導(dǎo)通，該模態(tài)結(jié)束。由式6可得該模態(tài)的持續(xù)時(shí)間為： = (3-7)圖3-7 開關(guān)模態(tài)1的等效電路 圖3-8 開關(guān)模態(tài)2的等效電路4.開關(guān)模態(tài)3，見圖3-6(d)時(shí)刻零電壓開通，雖然被開通，但是中并沒有電流流過，流經(jīng)、諧振電感、變壓器原邊繞組和續(xù)流二極管，此時(shí)0，為0狀態(tài)。處于自然換流狀態(tài)。副邊兩個(gè)整流二極管同時(shí)導(dǎo)通。= （3-8）5.開關(guān)模態(tài)4，見圖3-6(e)時(shí)刻，關(guān)斷，此時(shí)，給電容充電，同時(shí)通過給放電，由于和的存在，是零電壓關(guān)斷。當(dāng)電壓降至0(時(shí)刻)，自然導(dǎo)通，此段時(shí)間里和電容、的電壓為:=cos(t-) (3-9)=sin(t-) (3-10)=sin(t-) (3-11)式中=，=其中該模態(tài)的時(shí)間為：= (3-12)6.開關(guān)模態(tài)5，見圖3-6(f)時(shí)刻，自然導(dǎo)通，將開關(guān)管的電壓鉗位于0，此時(shí)可以零電壓開通。注意此時(shí)與的驅(qū)動(dòng)信號(hào)之間的死區(qū)時(shí)間，即： （3-13）由于此時(shí)不足于提供負(fù)載電流，副邊兩個(gè)整流二極管都導(dǎo)通，因此變壓器副邊繞組的電壓為零，原邊繞組的電壓也為零，這樣電源電壓/2直接加在諧振電感的兩端，線性下降：=(t-) （3-14）到時(shí)刻，下降到零，二極管、自然關(guān)斷，開關(guān)管、中將流過電流，開關(guān)模態(tài)5的時(shí)間為：= （3-15）7.開關(guān)模態(tài)6，見圖3-6(g)時(shí)刻，由正值過零，且向負(fù)方向增長(zhǎng)，此時(shí)，開關(guān)管、為提供通路，由于仍然不足以提供負(fù)載電流，負(fù)載電流仍然由兩個(gè)整流管提供回路，因此，原邊電壓為零，加在諧振電感兩端的電壓為/2，線性下降。=（t-） （3-16）到時(shí)刻，下降至折算到原邊的負(fù)載電流為/K時(shí)，該開關(guān)模態(tài)結(jié)束，此時(shí)整流管關(guān)斷，流過全部負(fù)載電流。開關(guān)模態(tài)5的持續(xù)時(shí)間為：= （3-17）8.開關(guān)模態(tài)7，見圖3-6(h) 時(shí)刻，整流二極管關(guān)斷，繼續(xù)導(dǎo)通，此時(shí)諧振電感與關(guān)斷的整流二極管的結(jié)電容發(fā)生諧振，等效電路見圖3-9。為了降低輸出管上的電壓振蕩，一般要增加RC吸收網(wǎng)絡(luò)。在時(shí)刻，電路進(jìn)入穩(wěn)態(tài)，電容上的電壓為/K，降到折算至原邊的濾波電感電流。圖3-9 開關(guān)7的等效電路9.開關(guān)模態(tài)8，見圖3-6(i)在該模態(tài)中，電源為負(fù)載供電，穩(wěn)定后的原邊電流為：=（t-） （3-18）由于上式可以簡(jiǎn)化為：=（t-） （3-19）在時(shí)刻，關(guān)斷，開始另半個(gè)周期，其工作情況類似于上述半個(gè)周期。3.2.2超前管與滯后管實(shí)現(xiàn)ZVS的差異3.2.2.1實(shí)現(xiàn)ZVS的條件由上一節(jié)的分析可以知道，要實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通，必須有足夠的能量來抽走將要開通的開關(guān)管結(jié)電容(或外部附加電容)上的電荷，并給同一橋臂將要關(guān)斷的開關(guān)管結(jié)電容(或外部附加電容)充電。同時(shí)，考慮到變壓器的原邊繞組電容，還要一部分能量來抽走變壓器原邊繞組寄生電容和整流二極管折算到原邊的結(jié)電容上的電荷。也就是說，必須滿足下式：E+ =， (3-20)如果開關(guān)管式MOSEFT，而且MOSEFT不并聯(lián)外結(jié)電容，只是利用它自身的結(jié)電容來實(shí)現(xiàn)ZVS，同時(shí)綜合考慮MOSEFT的結(jié)電容是一個(gè)非線性電容，其容值是反比于其兩端電壓的平方根的,需要乘一個(gè)系數(shù)4/3那么上式可變?yōu)椋篍+ （3-21）一般來講，由于濾波電感較大，其能量足以在很寬的負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)超前管的ZVS。3.2.2.2超前管實(shí)現(xiàn)ZVS超前管容易實(shí)現(xiàn)ZVS。這是因?yàn)樵诔肮艿拈_關(guān)過程中，輸出濾波電感是與諧振電感串聯(lián)的，此時(shí)用來實(shí)現(xiàn)ZVS的能量是和中的能量。一般來說，較大，在超前管的關(guān)過程中，其電流近似不變，類似于一個(gè)恒流源。這個(gè)能量很容易滿足(3-21)式。3.2.2.3滯后管實(shí)現(xiàn)ZVS滯后管要實(shí)現(xiàn)ZVS比較困難，見開關(guān)模態(tài)4。這是因?yàn)樵跍蠊艿拈_關(guān)過程中，變壓器副邊是短路的，此時(shí)整個(gè)變換器就被分為兩部分，一部分是原邊電流逐漸改變流通方向，其流通路徑由逆變橋提供；另一部分是負(fù)載電流由整流橋提供續(xù)流回路，負(fù)載側(cè)與變壓器原邊沿有關(guān)系。例如，要實(shí)現(xiàn)滯后管的ZVS，必須有足夠的能量用來抽走將要開通的開關(guān)管的結(jié)電容上的能量，同時(shí)還要給關(guān)斷的開關(guān)管的結(jié)電容充電。即： E+= （3-22）同樣考慮到MOSFET管的結(jié)電容的非線性，乘上一個(gè)系數(shù)4/3，上式可寫為： E （3-23）從圖3-6(e)可以看出，此時(shí)用來實(shí)現(xiàn)ZVS的能量只是諧振電感中的能量，如果不滿足式(3-20)，那么就無法實(shí)現(xiàn)ZVS。而諧振電感的電感值相對(duì)于濾波電感等效至原邊的電感值來說小得多，也就是說，與超前管相比，滯后管實(shí)現(xiàn)ZVS要困難得多。實(shí)現(xiàn)滯后管的ZVS的條件為：+ （3-24）3.3實(shí)現(xiàn)ZVS的策略及副邊占空比的丟失從上面的討論中可以知道，超前管容易實(shí)現(xiàn)ZVS，而滯后管則要困難些。只要滿足條件使滯后管能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS，那么超前管就肯定可以實(shí)現(xiàn)ZVS。因此ZVSPWM三電平直流變換器實(shí)現(xiàn)ZVS的關(guān)鍵在于滯后管。滯后管實(shí)現(xiàn)ZVS的條件就是式(3-24)。由式(3-24)可以看出，要滿足該條件，要么增加諧振電感，要么增加。1增加勵(lì)磁電流對(duì)于一定的諧振電感，必須有一個(gè)最小的值來保證諧振電感中的能量能實(shí)現(xiàn)ZVS。另外根據(jù)參考文獻(xiàn)增加勵(lì)磁電流的辦法來實(shí)現(xiàn)ZVS，實(shí)質(zhì)上就是提高。由于增加了勵(lì)磁電流，使得原邊電流在負(fù)載電流的基礎(chǔ)上多了一份勵(lì)磁電流，因而增加了它的最大電流值，也使通態(tài)損耗加大。同時(shí)，勵(lì)磁電流的增大，也增大了變壓器損耗。因此在勵(lì)磁電流的選取上，應(yīng)充分考慮器件和變壓器損耗。2增大諧振電感由于勵(lì)磁電流與負(fù)載無關(guān)，因而在輕載時(shí)，變換器的效率很低。實(shí)現(xiàn)ZVS的另一種方式，就是增加諧振電感。在一定的負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS，可以知道一個(gè)最小的負(fù)載電流，根據(jù)這個(gè)電流，忽略勵(lì)磁電流，可得到的最小值，再利用式(3-24)計(jì)算出所需的最小諧振電感。3副邊占空比的丟失副邊占空比的丟失是ZVSPWM三電平變換器中一個(gè)特有的現(xiàn)象。所謂副邊占空比丟失，就是說副邊的占空比小于原邊的占空比，即：，其差值就是副邊占空比丟失：= （3-25）副邊占空比丟失的原因是：存在原邊電流從正向(或負(fù)向)變化到負(fù)向(或正向)負(fù)載電流的時(shí)間。在這段時(shí)間里，雖然原邊有正電壓方波(或負(fù)電壓方波)，但原邊不足以提供負(fù)載電流，副邊整流橋的所有二極管導(dǎo)通，負(fù)載處于續(xù)流狀態(tài)，其兩端電壓為零。這樣副邊就丟失了這部分電壓方波。在圖3-5中，陰影部分就是副邊丟失的電壓方波，這部分時(shí)間與二分之一開關(guān)周期的比值就是副邊的占空比丟失即：= （3-26）由于很小，可以忽略，同時(shí)根據(jù)式(3-15)、式(3-17)，上式可變?yōu)椋? （3-27）從該式可以得到：越大，越大；負(fù)載越大，越大；越低，越大。的產(chǎn)生使減小，為了在負(fù)載上得到所要求的輸出電壓，就必須減小原副邊的匝比。而匝比的減小，帶來兩個(gè)問題：原邊的電流增加，開關(guān)管的電流峰值要增加，通態(tài)損耗加大；副邊整流橋的耐壓值要增加。為了減小提高，可以采用飽和電感的辦法，就是將諧振電感改為飽和電感，但還是存在。3.4整流二極管的換流情況在ZVSPWM三電平變換器中，變壓器在，時(shí)間里工作在短路狀態(tài)，本節(jié)討論在這個(gè)特殊的工作狀態(tài)下整流二極管的換流情況。一般而言，輸出整流電路有兩種，另一種是四個(gè)整流二極管構(gòu)成的全橋整流方式，另一種是兩個(gè)整流二極管構(gòu)成的雙半波整流方式，全波整流方式。當(dāng)輸出電壓比較高、輸出電流比較小時(shí)，一般采用全橋整流方式。當(dāng)輸出電壓比較低、輸出電流比較大時(shí)，為了減小整流橋的通態(tài)損耗，提高變換器的效率，一般選用全波整流方式。無論采用何種整流方式，如果忽略勵(lì)磁電流，變壓器原副邊的電壓和電流關(guān)系為：=/K （3-28）=/K （3-29）圖3-10是全波整流方式的電路圖及其主要波形，圖3-10 全波整流方式各個(gè)電流的參考方向如圖所示，其中：= （3-30）= （3-31）在時(shí)刻，負(fù)載電流流經(jīng)DR1。在，時(shí)段里，變壓器原邊電流減小，其副邊繞組1的電流相減小，小于輸出濾波電感電流，即，不足以提供負(fù)載電流。此時(shí)導(dǎo)通，由副邊繞組2為負(fù)載提供不足部分的電流，即：+= （3-32）變壓器原副邊的電流關(guān)系為：+= （3-33）由式(3-30)(333)可以解出各個(gè)電流的表達(dá)式：=(+) （3-34）=() （3-35）=(+) （3-36）=() （3-37）根據(jù)式(3-36)和(3-37)，可以知道整流管的換流情況： ，時(shí)段，0，流過的電流大于流過的電流，即： （3-38） 時(shí)刻，0，兩個(gè)整流管中流過的電流相等，均為負(fù)載電流的一半，即： =/2 （3-39） ，時(shí)段，0，中流過的電流小于中流過的電流，即： （3-40） 時(shí)刻，/2，中流過全部負(fù)載電流，的電流為零，即： = （3-41） =0 （3-42）此時(shí)，關(guān)斷，承擔(dān)全部負(fù)載電流，從而完成整流管的換流過程。3.5建模與仿真為了驗(yàn)證ZVS-PWM三電平直流變換器的工作原理，本節(jié)利用Matlab軟件對(duì)ZVSPWM三電平變換器進(jìn)行了建模，得出了相關(guān)的仿真結(jié)果。仿真所需的主要數(shù)據(jù)為：直流輸入電壓：=540V；變壓器變比： K=1.5；諧振電感： 20H；輸出濾波電感： 31H；輸出濾波電容： 4.6F；開關(guān)頻率： 100kHz。圖3-11 ZVSPWM三電平直流變換器的仿真波形圖3-11為變換器原邊電壓，變壓器原邊電流及整流后電壓的仿真波形，從該圖可以看出，當(dāng)原邊電流叢正方向上(或負(fù)方向)變化到負(fù)方向(或正方向)負(fù)載電流時(shí)，副邊存在占空比丟失。分析可知，當(dāng)滯后管(或)關(guān)斷時(shí)，二極管提供續(xù)流。同時(shí)由的波形可以看出，在由/2降至零的過程中，大幅下降，進(jìn)一步驗(yàn)證了理論分析結(jié)果。圖3-11中超前管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)及漏、源極電壓，該圖表明，當(dāng)超前管的漏、源極電壓為零時(shí)，關(guān)斷超前管，的寄生電容和的寄生電容的存在保證是零電壓關(guān)斷。超前管的情況亦然。同理可得，當(dāng)滯后管的漏、源極電壓降至零，其反并二極管導(dǎo)通時(shí)，開通滯后管。3.6本章小結(jié)本章主要討論了移相控制PWM三電平直流變換電路的基本原理，主要包括換流過程和零電壓開關(guān)的實(shí)現(xiàn)，得出以下結(jié)論：(1)控制策略采用移相控制方案，實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)，因而減小開關(guān)損耗，利于提高開關(guān)頻率，減小變換器的體積；(2)超前管實(shí)現(xiàn)ZVS的能量來自于濾波電感和諧振電感的能量，用來抽走將要開通的開關(guān)管結(jié)電容上的電荷，并給關(guān)斷開關(guān)管的結(jié)電容充電，還要抽走關(guān)斷的輸出整流管的結(jié)電容上的電荷和變壓器原邊繞組電容上的電荷；(3)滯后管實(shí)現(xiàn)ZVS的能量來自于諧振電感的能量，用來抽走將要開通的開關(guān)管上的電荷，并給關(guān)斷開關(guān)管的結(jié)電容充電，因?yàn)橹C振電感遠(yuǎn)小于濾波電感值，所以超前管比滯后管容易實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)；(4)由于諧振電感串聯(lián)于主回路中，副邊存在占空比丟失；(5)副邊整流電壓存在尖峰，在整流二極管中有損耗；(6)在考慮輸出整流管的結(jié)電容的情況下，當(dāng)超前管關(guān)斷時(shí)，原邊電流有一個(gè)下降的過程；(7)在零狀態(tài)中，兩個(gè)整流二極管同時(shí)導(dǎo)通，而不是只有一個(gè)整流二極管導(dǎo)通。第四章PWM DC/DC三電平變換器的硬件系統(tǒng)設(shè)計(jì)在上一節(jié)中，主要討論了PWM DC/DC三電平變換器的軟開關(guān)技術(shù)。從本質(zhì)上講，無論是采用何種控制方式，無論是硬開通還是軟開關(guān)ZVS，其不同之處只是在于變壓器原邊采用不同的拓?fù)洌漭斎霝V波電容、高頻變壓器、輸出濾波電容和濾波電感的設(shè)計(jì)都是相同的。本文PWM DC/DC三電平變換器的控制方式采用移相控制方式，針對(duì)這種控制方式，Unitrode公司推出了UC3875集成芯片，在這一章中，將詳細(xì)介紹它的使用方法。驅(qū)動(dòng)電路是電源中一個(gè)十分重要的部分，MOSFET驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)對(duì)提高M(jìn)OSFET的工作頻率具有舉足輕重的作用，它對(duì)MOSEFT類電力電子設(shè)備的效率、可靠性、都用重要的影響。4.1移相控制電路的設(shè)計(jì)UC3875是美國(guó)Unitrode公司針對(duì)移相控制方案最近推出的PWM控制芯片。圖4-1給出了它的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖。它主要包括以下九個(gè)方面的功能：工作電源、基準(zhǔn)電源、振蕩器、鋸齒波、誤差放大器和軟起動(dòng)、移相控制信號(hào)發(fā)生電路、過流保護(hù)、死區(qū)時(shí)間設(shè)置、輸出級(jí)。4.1.1 UC3875功能簡(jiǎn)介(1)工作電源UC3875的工作電源分為兩個(gè)：(pin 11)和(pin lO)，其中是供給內(nèi)部邏輯電路用，它對(duì)應(yīng)于信號(hào)地GND(pin 20)；供給輸出級(jí)用，它對(duì)應(yīng)于電源地PWRGND(pinl2)。這兩個(gè)工作電源應(yīng)分別外接有相應(yīng)的高頻濾波電容，而且GND和PWRGND應(yīng)該相聯(lián)于一點(diǎn)以減小噪聲干擾和減小直流壓降。設(shè)有欠壓鎖定輸出功能(UnderVoltage LockOut，簡(jiǎn)稱UVLO)，當(dāng)?shù)碾妷旱陀赨VLO門檻電壓時(shí)，輸出級(jí)信號(hào)全部為低電平，當(dāng)高于UVLO門檻電壓時(shí)，輸出級(jí)才會(huì)開啟，UC3875的UVLO門檻電壓為10.75V。一般而言，最好高于12V，這樣能保證芯片更好地工作。一般在3V以上時(shí)就能正常工作，在12V以上工作性能會(huì)更好。因此通常把和接到同一個(gè)12V的電壓源上。(2)基準(zhǔn)電源UC3875在l腳提供一個(gè)5V的精密基準(zhǔn)電壓源，它可為外部電路提供大約60mA的電流，內(nèi)部設(shè)有短路保護(hù)電路。同時(shí)，也有UVLO功能，只有當(dāng)達(dá)到4.75V時(shí)，芯片才正常工作。為了獲得最佳的基準(zhǔn)電壓，在引腳1()和引腳20(GND)之間接入等效串聯(lián)電阻與電感很小的0.1F的電容器。使用中，可以作為用戶的給定或保護(hù)門檻的設(shè)定電源。圖4-1 UC3875的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖(3)振蕩器芯片內(nèi)有一個(gè)高速振蕩器，在頻率設(shè)置腳FREQ SET(pin 16)與信號(hào)地GND之間接一個(gè)電容和一個(gè)電阻可以設(shè)置振蕩頻率，從而設(shè)置輸出級(jí)的開關(guān)頻率。為了能讓多個(gè)芯片并聯(lián)工作，UC3875提供了時(shí)鐘同步功能腳CLOCKSYNC(pinl7)。雖然每個(gè)芯片自身的振蕩頻率不同，但一旦它們聯(lián)接起來，所有芯片都同步于最快的芯片，即所有芯片的振蕩頻率都變?yōu)樽罡叩恼袷庮l率。芯片也可同步于外部時(shí)鐘信號(hào)，只要CLOCKSYNC接一個(gè)振蕩頻率高于芯片的外部時(shí)鐘信號(hào)。如果CLOCKSYNC作為輸出用，則它為外部電路提供一個(gè)時(shí)鐘信號(hào)。(4)鋸齒波斜率設(shè)置腳SLOPE(pinl8)與某一個(gè)取樣電壓之間接一個(gè)電阻只，為鋸齒波腳RAMP(pinl9)提供一個(gè)電流為/的電流。在RAMP與信號(hào)地GND之間接一個(gè)電容，就決定了鋸齒波的斜率：= (4-1)選定值和，就決定了鋸齒波的幅值。如果取樣電壓接整流后直流電壓的采樣電壓，就可實(shí)現(xiàn)輸入電壓前饋。一般在電壓型調(diào)節(jié)方式中，直接接1腳的5V基準(zhǔn)電壓。RAMP是PWM比較器的一個(gè)輸入端，PWM比較器的另一個(gè)輸入端是誤差放大器的輸出端。在RAMP與PWM比較器的輸入端之間有一個(gè)1.3V的偏置，因此適當(dāng)?shù)剡x擇和的值，就可使誤差放大器的輸出電壓不能超過鋸齒波的幅值，從而實(shí)現(xiàn)最大占空比限制。(5)誤差放大器和軟啟動(dòng)誤差放大器實(shí)際上是一個(gè)運(yùn)算放大器，在電壓型調(diào)節(jié)方式中，其同相E/A+(pin 4)一般接基準(zhǔn)電壓，反相端E/A(pin 3)一般接輸出反饋電壓，反相端E/A與輸出端E/A OUT(COMP)(pin 2)之間接一個(gè)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，E/A OUT接到PWM比較器的一端。軟啟動(dòng)功能腳SOFT-START(pin 6)與信號(hào)地GND之間接一個(gè)電容，通常為1F。，只要低于欠電壓鎖定門限值，SOFT-START(pin 6)將保持地電位或當(dāng)電流檢測(cè)端C/S(pin 5)電壓高于2.5V時(shí)，SOFTSTART的電壓被拉到0V。當(dāng)上述兩種情況均不存在時(shí)，SOFTSTART恢復(fù)正常工作。當(dāng)SOFTSTART正常工作時(shí)，芯片內(nèi)有一個(gè)9A的恒流源給充電，SOFTSTART的電壓線性升高，最后達(dá)到4.8V。SOFTSTART在芯片內(nèi)部與過誤差放大器的輸出相接，當(dāng)誤差放大器的輸出電壓低于SOFTSTART的電壓時(shí)，誤差放大器的輸出電壓被鉗位在SOFTSTART的電壓值。因此SOFTSTART工作時(shí)，輸出級(jí)的移相角從0逐漸增加，使三電平變換器的脈寬從0開始慢慢增大，直到穩(wěn)定工作，這樣可以減小主功率開關(guān)管的開機(jī)沖擊。(6)移相控制信號(hào)發(fā)生電路移相控制信號(hào)發(fā)生電路是UC3875的核心部分。振蕩器產(chǎn)生的時(shí)鐘信號(hào)經(jīng)過D觸發(fā)器(Toggle FF)2分頻后，從D觸發(fā)器的“”和“”得到兩個(gè)180?；パa(bǔ)的方波信號(hào)。這兩個(gè)方波信號(hào)從OUTA和OUTB輸出，延時(shí)電路為這兩個(gè)方波信號(hào)設(shè)置死區(qū)。OUTA和OUTB與振蕩時(shí)鐘信號(hào)同步。PWM比較器將鋸齒波和誤差放大器的信號(hào)比較后，輸出一個(gè)方波信號(hào)，這個(gè)信號(hào)與時(shí)鐘信號(hào)經(jīng)過“或非門”后送到RS觸發(fā)器，RS觸發(fā)器的輸出“”和D觸發(fā)器的“”運(yùn)算后，得到兩個(gè)180，互補(bǔ)的方波信號(hào)。這兩個(gè)方波信號(hào)從OUTC和OUTD輸出，延時(shí)電路為這兩個(gè)方波信號(hào)設(shè)置死區(qū)。OUTC和OUTD分別領(lǐng)先于OUTB和OUTA一個(gè)移相角，移相角的大小決定于誤差放大器的輸出