三相逆變器控制算法詳細設計報告

Revision 0 01 Company confidentialPage 1 of 54 目錄目錄 1 INTRODUCE 6 1 1 Background 6 1 2 Referenced documents 6 1 2 1 Internal documents 6 1 2 2 External documents 6 2 系統(tǒng)主電路及控制框圖系統(tǒng)主電路及控制框圖 7 3 DQPLL 設計設計 8 3 1 鎖相環(huán)控制模型 8 3 2 控制器參數(shù)設計 12 3 2 1 C s F s 的設計 12 3 2 2 全通濾波器 A S 設計 14 4 INV 控制設計控制設計 16 4 1 控制器模型 16 4 2 控制器參數(shù)設計 17 4 2 1 電流內環(huán)參數(shù)設計 18 4 2 2 電壓外環(huán)參數(shù)設計 19 4 2 3 仿真結果 21 5 BOOST 控制設計控制設計 24 5 1 TL BOOST 特性分析 24 5 2 控制器設計 26 5 2 1 電流環(huán)設計 28 5 2 2 電壓環(huán)設計 29 5 3 仿真結果 30 6 孤島檢測孤島檢測 31 6 1 孤島效應 31 6 2 電網模型特性 31 6 3 孤島檢測原理 32 6 4 相位擾動法 33 6 5 MATLAB 仿真 37 6 5 1 仿真 1 38 6 5 2 仿真 2 39 6 5 3 仿真 3 41 6 6 多機并網情況下孤島檢測 41 6 6 1 雙機仿真 1 43 6 6 2 雙機仿真 2 46 6 6 3 雙機仿真 3 48 7 MPPT 設計設計 50 7 1 MPPT 的功能 50 7 2 擾動觀察法 50 7 3 改進的擾動觀察法 51 7 4 MPPT 放在 BOOST 前面 MATLAB 仿真 51 7 4 1 仿真 1 51 Revision 0 01 Company confidentialPage 2 of 54 7 4 2 仿真 2 52 7 4 3 仿真 3 53 7 4 4 仿真 4 53 7 4 5 仿真 4 54 7 4 6 小結 54 7 5 再改進 54 7 5 1 仿真 1 54 7 5 2 仿真 2 55 7 5 3 仿真 3 56 7 5 4 仿真 4 56 Revision 0 01 Company confidentialPage 3 of 54 1 系統(tǒng)主電路及控制框圖系統(tǒng)主電路及控制框圖 BUS BUS 1 2 BUS V 1 2 BUS V R R S S T T N N P PV V P PV V 圖 2 1 主電路圖 a i L L L Uga Ugb Ugc N a b c a i b i ci load i ga U gb U gc U S P W M DRIVE Bus U dref I DC balance sense dcU PI Feeding grid algorithm Theta DQPLL d irect curr injection compens d U q U a ref U b i compensate Ud ref ipv Boost Ctrl Bus U Add Upv MPPT UPv ref V P DC DC INV Check islanging Grid f Qref LPF b ref U c ref U 圖 2 2 系統(tǒng)框圖 設計規(guī)格 輸入電壓 430 900VDC 輸出電壓 400VAC 功率等級 50KW 開關 頻率 8kHz 輸出頻率 50 60Hz Revision 0 01 Company confidentialPage 4 of 54 2 DQPLL 設計設計 2 1 鎖相環(huán)控制模型鎖相環(huán)控制模型 在理想情況下 三項市電的相電壓可表示為 3 1 cos 2 cos 3 2 cos 3 aNm bNm cNm vU vU vU 三項相電壓由 abc 靜止坐標系到 復平面坐標系的轉換關系為 3 2 11 1 222 333 0 22 aN bN cN v v v v v 復平面坐標系再到 dq 同步旋轉坐標系下的坐標變換關系為 3 3 cossin sincos dpp qpp vv vv 其中 上式 3 3 中的同步旋轉坐標系變換用到的即為市電鎖相角 p 將 3 1 3 2 代入 3 3 可以計算出同步旋轉坐標系下的電壓分量為 3 4 cos sin dp m qp v U v 從 3 4 式可以看出 旋轉坐標系下的電壓分量可以反映出市電真實相位角和鎖相 角之間的誤差信息 因此 通過求取旋轉坐標系下的向量和 就可以間接知道市 d v q v 電相角與鎖相角之間的誤差信息 經控制其 C s 后得到頻率調節(jié)量 然后與標 q v c 稱頻率疊加經積分得到鎖相角 標稱頻率作為前饋控制量其作用是提高調節(jié) 0 p 0 速率 縮小控制調節(jié)量的變換范圍 這樣利用圖 3 1 所示的閉環(huán)控制 就可以達到 c 鎖相的目的 Revision 0 01 Company confidentialPage 5 of 54 C s dq sin cos p p 1 s abc aN V bN V cN V V V c 0 p d V q V 圖 3 1 閉環(huán)鎖相控制框圖 利用 3 4 式中的關系式 如果很小 可以將圖 1 所示的鎖相控制回路 q v p 在平衡點處線性化后簡化為圖 2 所示的控制模型框圖 這樣 所想系統(tǒng)就是一 p 個典型的線性控制問題 通過設計合理的控制器 C s 就可以獲得期望的鎖相性能 UmC s c 1 s p q V 圖 3 2 簡化后的鎖相控制框圖 圖 3 2 所示的控制回路閉環(huán)傳函為 3 5 p m m s U C s G s ssU C s 從式 3 5 可以看出 若設計控制器 C s 為簡單的比例控制 則閉環(huán)系統(tǒng)是 穩(wěn)定的慣性環(huán)節(jié) 對于理想的階躍輸入 系統(tǒng)沒有穩(wěn)態(tài)誤差 然而 由于控制器本身 不含積分作用 回路中的積分量是因為頻率與角度之間的積分關系產生的 所以若在 積分環(huán)節(jié)之前存在常值干擾 則控制器無法消除干擾所產生的穩(wěn)態(tài)誤差 另外 采用 比例控制 閉環(huán)控制回路為一階系統(tǒng) 其在高頻干擾抑制方面以及動態(tài)特性的調整上 也不如二階系統(tǒng)好 所以為了提高控制性能 控制器 C s 一般多設計成比例積分 PI 型調節(jié)器 其表達式如下 3 6 1 1 p i C sK Ts 將式 3 6 代入 3 5 中 整理后可以得到閉環(huán)系統(tǒng)傳遞函數(shù)的標準形式為 Revision 0 01 Company confidentialPage 6 of 54 3 7 2 22 2 2 nn nn s G s ss 其中 pm n i K U T 2 pim K TU 對于式 3 7 所示的閉環(huán)系統(tǒng) 其特性由 PI 控制器的參數(shù) Kp 和 Ki 所決定 目的 是要兼顧系統(tǒng)跟蹤市電相位角的速度與抑制諧波及噪聲干擾能力 對于上述系統(tǒng)的 PI 參數(shù)選擇 有很多標準方法可以直接應用 最為簡單有效的設計原則是將系統(tǒng)的阻尼 比設計在 并根據(jù)閉環(huán)系統(tǒng)的帶寬要求確定自然頻率 對于帶寬的選擇 0 707 n 這里主要取決于系統(tǒng)抑制市電諧波及噪聲干擾的需要 過高的系統(tǒng)帶寬會降低系統(tǒng)的 穩(wěn)定裕度 并有可能導致系統(tǒng)不穩(wěn)定 在實際情況下 市電并非理想的三相平衡正弦電壓 受到電網上非線性負載干擾 因素的影響 市電電壓上通常都含有大量的諧波成份 并且三相電壓還會有不平衡現(xiàn) 象以及因采樣不準導致的電壓偏移等問題 這些因素都會使前面提到的鎖相方法的性 能受到很大影響 對于市電上的高次諧波影響 一般可以通過降低閉環(huán)系統(tǒng)的設計帶 寬 增加濾波器來解決 對于市電的不平衡性以及電壓偏移等問題導致的低次諧波影 響 通過降低系統(tǒng)帶寬來抑制低次諧波就會使系統(tǒng)的響應速度變得非常遲鈍 無法滿 足相位角的動態(tài)跟蹤要求 可采用基于正序分量 Positive Sequence Component 提取的解決思路 圖 3 3 是基于正序分量提取的改進型閉環(huán)鎖相控制框圖 與圖 3 1 所示的基本形閉 環(huán)鎖相控制框圖相比 該鎖相方法增加了正序分量提取環(huán)節(jié) 另外 為了更好地抑制 市電電壓諧波對鎖相精度的影響 控制回路中還加入了一級具有低通濾波特性的補償 器 F s C s dq sin cos p p 1 s abc aN V bN V cN V V V c 0 p d V q V F s Positive Sequence Extractor aN V bN V cN V Revision 0 01 Company confidentialPage 7 of 54 圖 3 3 基于正序分量提取的改進型閉環(huán)鎖相控制框圖 對于具有不平衡性的三相市電相電壓 其正序分量的提取計算公式如下 3 8 2 2 2 1 1 1 3 1 aNaN bNbN cNcN vaav vaav vaav 其中 或 2 3 j ae 13 22 aj 為了方便計算 可將式 3 8 重新整理如下 3 9 111 362 3 111 362 3 aNaNbNcNbNcN cNcNaNbNaNbN bNaNcN vvvvvv j vvvvvv j vvv 上式中的 j 可以理解為 90 度相移 它可以通過全通濾波器 All pass filter 來實現(xiàn) 一階全通濾波器的傳遞函數(shù)形式為 3 10 1 1 bs A s bs 全通濾波器的分子與分母為共軛向量 模值為 1 因此輸入信號經全通濾波器后 幅值保持不變 但相位隨頻率不同而產生不同的相移 對于式 3 10 的一階全通濾波 器 其相位隨頻率從 0 變到 180 2 2 控制器參數(shù)設計控制器參數(shù)設計 對于圖 3 3 所示的閉環(huán)鎖相系統(tǒng) 需要設計的補償器有 C s F s 以及全通濾波 器 A s 在這里 由于要考慮低通濾波器 F s 對系統(tǒng)閉環(huán)控制特性的影響 所以采用 簡單的頻率域校正法設計控制參數(shù) 下面以相電壓為 220 RMS 頻率為 60Hz 的 三相市電為例來設計閉環(huán)鎖相控制系統(tǒng)的具體參數(shù) 2 2 1 C s F s 的設計的設計 根據(jù)圖 2 若 C s 為式 6 所示的 PI 控制器 則在不加入濾波器 F s 前的系統(tǒng)開環(huán) 傳函為 3 11 1 1 2 1 1 Ks G s s Revision 0 01 Company confidentialPage 8 of 54 其中 mp i U K K T 1 1 i T 顯然 式 3 11 在高頻處的幅值衰減斜率為 20db dec 而一般好的控制系統(tǒng)都 希望在高頻處有至少 40db dec 的衰減斜率 這樣有利于提高系統(tǒng)抑制高頻干擾的能 力 為了使設計的控制器不過于復雜 這里將 F s 設計成一階低通濾波器 也就是說 開環(huán)系統(tǒng)將增加一個極點 這樣 系統(tǒng)的幅頻特性曲線在高頻處的衰減斜率就變成了 40db dec 增加低通濾波器后的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為 3 12 1 1 2 2 1 1 1 1 Ks G s ss 其中 為低通濾波器 F s 的截止頻率 2 針對一個控制系統(tǒng) 在設計參數(shù)前必須明確具體的設計目標 在這里 初步希望 閉環(huán)系統(tǒng)的超調量不大于 20 閉環(huán)截止角頻率大約在 60Hz 377rad s 處 由于 式 3 12 是典型的最小相位系統(tǒng) 其幅頻和相頻特性曲線大致形狀如圖 3 4 所示 所 以下面采用基本的頻率域校正原則來確定控制參數(shù) 2 GdB 1 2 c h 0 180 0 0 斜率 40的dB dec 圖 3 4 典型系統(tǒng)的頻率特性曲線 首先 根據(jù) 3 13 將 20 超調量的時域指標近似換算成頻率域指標 阻尼系數(shù)為 0 46 再根據(jù)公式 3 14 求得相角裕度 48 5 這里為了增加裕度 取 諧振峰值 Mr 可由50o 142 2 arctan 42 100 2 1 e Revision 0 01 Company confidentialPage 9 of 54 3 15 或 Mr 1 sinr 求得 由相角裕度可以求出開環(huán)頻率曲線在中頻區(qū)的寬度為 3 16 1 sin 7 5 1 sin h 如果基于閉環(huán)諧振峰值最小這一原則設計控制器 也就使說將閉環(huán)諧振峰值放在 相角裕度最大的位置 則可以確定 3 17 1 2 1 c h 1 2 1 c h h 最后還需要確定的參數(shù)是 Kp 由于上述系統(tǒng)中 閉環(huán)截止角頻率與開環(huán)截止角頻 率很接近 所以根據(jù)設計要求可以取 且在截止角頻率處有 c 377 c rad s c 3 18 2 1 1 c c K Gj 結合式 11 中增益 K 的表達式可以得到 3 19 c p m K U 基于以上方法設計出的控制參數(shù)具體值為 Kp 1 16 Ti 0 0113 2 665rad s 同樣的方法算出在 50Hz 的截止頻率時 Kp 1 01 Ti 0 0135 2 554rad s 根據(jù)式 3 12 所示傳函以及計算所得參數(shù)得到的 波特圖 3 5 707 0 12 1 2 r M Revision 0 01 Company confidentialPage 10 of 54 圖 3 5 波特圖 為了消除系統(tǒng) 爬行 現(xiàn)象 需要將 1增大 即讓 1更接近截止頻率 c 這樣 調整后的系統(tǒng)相角裕度又會減小 導致超調量的增大 因此還需要使 2遠離截止頻 率 c來增加相角裕度 最終調整后的參數(shù)值為 Ti 0 0082 2 942rad s 2 2 2 全通濾波器全通濾波器 A S 設計設計 全通濾波器 A s 的作用是產生 90 度的相移 對于式 3 10 所示的一階全通濾 波器 其模值恒等于 1 其相角為 3 20 0 0 1 2 f arctgf fb 所以設計在 50Hz 頻率處產生 90 相移的全通濾波器為 3 21 1 1 314 1 1 314 s A s s 在 60Hz 頻率處產生 90 相移的全通濾波器為 3 22 1 1 377 1 1 377 s A s s 在正序分量提取過程中沒有對市電電壓上的諧波進行抑制 但考慮到閉環(huán)控制回 路本身就具有低通特性 對高次諧波已經具有抑制能力 該方法最主要的缺點是全通 濾波器對市電頻率變換沒有自適應能力 因此在市電頻率偏離基準頻率是不能產生準 確的 90 相移 仿真顯示 在 47 5Hz 和 51 5Hz 兩個邊界值時 最大相位移不到 2 功率因數(shù)在 0 999 以上 這個誤差還是完全可以接受的 Revision 0 01 Company confidentialPage 11 of 54 3 INV 控制設計控制設計 3 1 控制器模型控制器模型 逆變部分 INV 完成對并網電壓電流的控制 通過控制并網電流繼而控制電壓 采 用電壓電流雙環(huán)控制 電壓外環(huán)負責維持穩(wěn)定的直流 BUS 電壓 電流內環(huán)的控制是 系統(tǒng)的關鍵 利用它來控制并網電流的幅值和頻率 本部分描述逆變電路的建模和雙 環(huán)控制器的設計 ACINV bus C d e boost i 圖 4 1 INV 結構圖 4 1 T dabcabcaabbcc busboostboost dd deuiuiuiui Cii dtee A 將 d 軸定義在輸出電壓矢量方向 根據(jù) 4 2 cos cos 2 3 cos 2 3 2 sin sin 2 3 sin 2 3 3 1 21 21 2 ttt Tttt 進行坐標變換 可推導出 4 3 3 2 ddqq d busboost d i ui u de Ci dte 忽略 把它當作擾動量 認為瞬時電流完全由 BUS 電容提供 將 BUS 電 boost i dc i 容電壓 作為常量來處理 對上式做拉氏變換 d e 4 4 3 2 ddqq busd d is usi s us sCes E 對 解偶后可以分別進行控制 期望為 0 以消除無功分量 上式變?yōu)?d i q i qq i s us 4 5 31 2 dd ddbus esu isE sC 可作為電壓電流雙環(huán)控制模型中電壓外環(huán)的傳遞函數(shù) Revision 0 01 Company confidentialPage 12 of 54 為消除耦合效應 對 d q 軸電流環(huán)路進行解耦控制 解耦后的矩陣表達式為 4 6 dddq qqq d ivuLi d L ivudt Li 對上式進行拉氏變換 4 7 dddq qqq d isvsusLi s sL i sv sus Lis 市電 d q 分量和作為擾動要進行前饋補償 據(jù)此得出 d q 軸電流內環(huán)傳遞 d u q u 函數(shù)表達式 4 8 1 d d is vssL 1 q q i s v ssL INV 模塊可示意為 rLs 1 rLs 1 L L d e Vd Vq q i d i Ed 1 bus sC boost i 3 2 d d u E 3 2 q d u E 圖 4 2 INV 模型 3 2 控制器參數(shù)設計控制器參數(shù)設計 INV 采用電壓電流雙環(huán)控制策略 電壓外環(huán)控制的目的是控制逆變器的直流母線 電壓 穩(wěn)定的直流電壓可以減少對網側交流電流的干擾 提高電能的質量 也利于功 率器件的耐壓保護 電流內環(huán)分別對 d q 0 軸電流回路進行控制 D 軸通道控制有 功功率輸出 Q 軸通道控制無功功率輸出 0 通道負責0 序電流分量 以控制 BUS 充放電 平衡 在電壓外環(huán)中 以為被控制對象 程序里需要乘以這個系數(shù)進1 bus sC2 3 dd EU 行補償 在電壓電流控制回路中加入低通濾波器 控制環(huán)路如圖 4 3 示 Revision 0 01 Company confidentialPage 13 of 54 圖 4 3 控制器模型 3 2 1 電流內環(huán)參數(shù)設計電流內環(huán)參數(shù)設計 控制器采用 PI 開環(huán)傳遞函數(shù)為 1 1 p i C sK Ts 1 2 1 1 p Ks G s s Lsrs 其中 1 i T 設計控制目標為閉環(huán)系統(tǒng)的超調量不超過 20 閉環(huán)截止頻率在 1 5KHz 處 按 照高階系統(tǒng)中時域和頻域指標之間的換算關系 中頻帶寬度求得為 7 5 可以求得參h 數(shù)值 rad s9420 c 9420 2 8 5 2216 rad s 1 2 1 c h 9420 15 8 5 16623 rad s 2 2 1 c h h 在截止頻率處有 c 1 p c c k G j L L 取 1 2 可計算得mH rLs 1 rLs 1 L L Vd Vq q i Ed ii xpi k k k s ii xpi k k k s yL k yL k 3Vdrefk 1 q k i 1 d k i 3Vqrefk 0 q i d i iv pve k kk s 3 1 DCk V DCV 3 1 DCk V DCV 2 dzk Ek 4k abcS S S d e d i 1 bus sC boost i 3 2 d d u E 3 2 q d u E Vdc ref LPF Revision 0 01 Company confidentialPage 14 of 54 9420 1 2 11 3 pc KL 3e 11 3 2216 25040 1 ip KK 電感內阻取 0 5 可得如圖 4 4 所示 Bode 圖 圖 4 4 電流環(huán)波特圖 3 2 2 電壓外環(huán)參數(shù)設計電壓外環(huán)參數(shù)設計 加入低通濾波器 F s 后 系統(tǒng)的傳遞函數(shù)形式為 其中為 F s 的截止頻率 4 pbusi KKc T 3 1 i T 閉環(huán)截止頻率設計為電流環(huán)截止頻率的 1 10 即 150Hz 942rad sec 超調量 不超過 20 取中頻帶寬度為 11 電容取 3900 2uf 設計出的控制h d c 2 busd cc 參數(shù)為 942 1 950e 3 1 84 pcbus Kc 6 369e 3 i T 942 6 1 84 289 3 ip KK 1727 4 rad s 3 2 4 1 1 1 1 Ks G s ss Revision 0 01 Company confidentialPage 15 of 54 圖 4 5 電壓環(huán)波特圖 當閉環(huán)截止頻率設計為電流環(huán)截止頻率的 1 10 即 150Hz 942rad sec 當閉 環(huán)截止頻率設計為電流環(huán)截止頻率的 1 5 即 300Hz 1884rad sec 超調量不超過 20 取中頻帶寬度為 11 電容取 2 5600 uf 設計出的控制參數(shù)為 h d c 2 busd cc 942 5 6e 3 5 3 pcbus Kc 942 6 157 3 1 i T rad s 5 3 157 832 3 ip KK 942 22 12 1727 4 rad s Revision 0 01 Company confidentialPage 16 of 54 圖 4 5 2 電壓環(huán)波特圖 3 2 3 仿真結果仿真結果 BOOST 和 INV 開關頻率分別設為 12KHz 和 8KHz 首先鎖相環(huán)開始工作 在 0 01s 處 BOOST 開始工作 BOOST 輸出接兩個 25KW 假負載 0 02s 處開始啟動 INV 并卸掉一個假負載 0 025s 處卸掉第二個假負載 0 03s 處開始啟動 MPPT 輸 入電壓參考值為 500V BUS 電壓參考值 750V BUS 電壓如圖 5 9 正負 BUS 電壓 如圖 4 6 并網電流如圖 4 7 Revision 0 01 Company confidentialPage 17 of 54 圖 4 6 正負 BUS 電壓 圖 4 7 逆變輸出電流 從圖 5 9 以及圖 4 7 可看出 電壓環(huán)路控制器和電流環(huán)控制器能較穩(wěn)定地控制 BUS 電壓和并網電流 但是由于正負 BUS 的不平衡 并網電流的 THDi 值高達 6 以 上 需要做 BUS 差環(huán)控制 對 BUS 差進行補償控制后 BUS 差 減小了一半以上 控制在 12V 左右的范圍里 THDi 下降到 THDi 3 8 正負 BUS 電壓以及輸出電流波形如圖 4 8 和圖 4 9 所示 圖 4 8 加入 BUS 差環(huán)控制后的正負 BUS 電壓 Revision 0 01 Company confidentialPage 18 of 54 圖 4 9 加入 BUS 差環(huán)控制后的逆變輸出電流 Revision 0 01 Company confidentialPage 19 of 54 4 BOOST 控制設計控制設計 4 1 TL BOOST 特性分析特性分析 BOOST DC DC 變換電路完成最大功率跟蹤 MPPT 或 BUS 穩(wěn)壓控制 MPPT 放在此環(huán)節(jié)時 系統(tǒng)通過 MPPT 尋找出光伏陣列最大功率點 給出控制信號 pvref V 再通過偵測對 PV 電壓 即 BOOST 輸入電壓做閉環(huán)控制 同時對 BOOST 電感電 pv V 流做反饋控制 L i BUS BUS 1 2 BUS V 1 2 BUS V P PV V P PV V L i L i s e s C s C d C d C d e 2 L 1 L 圖 5 1 三電平 BOOST 拓撲 其中 PV 輸出電流 PV 輸出電壓 正負 BUS 電壓和 經過電感的電流 s i s e d e L i BOOST 電感值 BUS 電容值 1 L 2 L d C 對三電平輸出 BOOST 電路 在正負 bus 負載一致的情況下需要生成兩路占空比一 致的交錯 PWM 波 以交錯使正負 bus 充放電 在 PV 電壓高于 450V BUS 電壓控 制在低于 900V 時 雙管工作占空比在 0 5 以下 典型的 PWM 波形如下圖示 圖 5 2 PWM 驅動波形以及變化關系 L i BOOST 電路有 4 種工作階段 狀態(tài) 狀態(tài) a 上管導通 給 BUS 充電 電感電流上升 Revision 0 01 Company confidentialPage 20 of 54 BUS BUS 1 2 BUS V 1 2 BUS V P PV V P PV V L i L i 圖 5 3 a BOOST 電路工作狀態(tài)意圖 狀態(tài) b 兩管都不導通 給 BUS 以及 BUS 充電 電感放電 BUS BUS 1 2 BUS V 1 2 BUS V P PV V P PV V L i L i 圖 5 3 b BOOST 電路工作狀態(tài)意圖 狀態(tài) c 上管導通 給 BUS 充電 電感電流上升 BUS BUS 1 2 BUS V 1 2 BUS V P PV V P PV V L i L i 圖 5 3 c BOOST 電路工作狀態(tài)意圖 Revision 0 01 Company confidentialPage 21 of 54 狀態(tài) d 與狀態(tài) b 完全一樣 在一個開關周期里 輸入輸出電壓傳遞函數(shù)與占空比的關系滿足 1 1 o i U Ud 4 2 控制器設計控制器設計 在我們的系統(tǒng)中 MPPT 算法放在 BOOST 中實現(xiàn) BOOST 控制 PV 電壓 BUS 電壓由 INV 控制 BOOST 直接控制輸入 PV 電壓時 以輸入電容電壓和電感電流為狀態(tài)變量 s e L i 這時候描述電路的狀態(tài)空間方程如下 階段 1 0 上管導通 這時狀態(tài)方程為 s D T 5 1 1 1 2 1 2 2 s ssL L sd de iCi dt di eeL dt 階段 2 雙管都不導通 這時狀態(tài)方程為 s D T s 0 5T 5 2 1 1 2 2 s ssL L sd de iCi dt di eeL dt 階段 3 0 5 與階段 1 類似 0 5 s DT 階段 4 與階段 2 類似 0 5 s DT s T 列出狀態(tài)空間平均模型 5 3 1 1 2 020 1 1 020 2 sss sds LL eCe d Ceid iidt L L 對上式做拉氏變換 5 4 1 2 2 2 1 ssLs Lsd c se sisi L sise sd se 于是可以看出 及占空比之間的關系 s e s i L iD 以為擾動量 得出電壓外環(huán)傳遞函數(shù) s i Revision 0 01 Company confidentialPage 22 of 54 5 5 1 1 2 s L s e s is c s 以為擾動量 則電流內環(huán)表達式為 sbus ee 5 6 1 2 dL eis d sL s 控制對象模型可表示為 1 1 2 s c s 1 2 d e L s s i s e L i d sd d ee e 圖 5 4 控制對象模型 MPPT 模塊計算出 BOOST 電路輸入電壓的參考值 Vref 外環(huán)為電壓環(huán) 使 BOOST 輸入電壓跟蹤 MPPT 的輸出 Vref 并給出電流內環(huán) BOOST 輸入電流的參考 值 電流內環(huán)希望通過實時采樣的反饋控制占空比的變化 希望擾動量對系統(tǒng)產生的干擾能被抑制 故在控制中采用前饋補償策略 對和 s i 所產生的影響進行補償 建立的控制框圖如圖 5 5 示 sdd eee 1 1 2 s c s 1 2 d e L s s i s e L i d sd d ee e PI ds d ee e L ref i PI s ref e 圖 5 5 BOOST 控制框圖 在電流內環(huán)中 按照上圖對控制對象 ed 2Ls 進行控制器設計 也可以以 1 2Ls 為被控 對象 在程序里對 ed 進行補償 這樣做的好處是當 BUS 電壓控制目標改變時 只需 要調整 ed 為相應的值 而不需要對控制器本身進行改動 為防止誤差信號突變對電 Revision 0 01 Company confidentialPage 23 of 54 路的影響 控制回路中還加入了一級 LPF 特性的補償器 F S 最終得到的控制框圖如 圖 5 6 下面根據(jù)控制框圖分別對電流內環(huán)和電壓外環(huán)的控制器進行具體設計 1 1 2 s c s s i s e L i d sd d ee e PI ds d ee e L ref i PI s ref e 1 1 2Ls 1 d e F S 圖 5 6 調整后的 BOOST 控制框圖 4 2 1 電流環(huán)設計電流環(huán)設計 在設計時 根據(jù)一般的工程經驗 來確定控制指標 其中電流環(huán)的截止頻率采用 1 5KHz 中頻帶寬度 h 對控制系統(tǒng)的動態(tài)品質起決定作用 h 越大超調量越小 但 h 過大會使擾動作用下的恢復時間延長 h 小則超調量大 動態(tài)性能下降 綜合考慮下 可選擇 h 5 11 電流環(huán)會影響到直流電壓的跟蹤能力和功率變化時的抗干擾能力 在系統(tǒng)中采用 常規(guī) PI 控制校正方法 在未加低通濾波器 F S 前電流內環(huán)控制回路的開環(huán)傳遞函數(shù) 表達式 5 7 2 1 pii G sKTsTLs 其中 令 并加入截止頻率的低通濾波器后 1 2LL pi KKLT 1 1 i T 2 F s 系統(tǒng)的傳函形式為 5 8 1 2 2 1 1 s K G s s s 此傳函形式與 INV 電壓外環(huán)傳函形式一致 同理可得 9420 2 225e 6 4 2 pc KL 4 2 4 5 e 4 9 2e3 ipi KKT 2200 1 16624 2 Revision 0 01 Company confidentialPage 24 of 54 圖 5 7 電流環(huán)波特圖 4 2 2 電壓電壓環(huán)設計環(huán)設計 為了方便控制器的設計 將電流環(huán)看作單位 1 電壓外環(huán)的控制器閉環(huán)截止頻率 設計為電流環(huán)截止頻率的 1 3 即 500Hz 3140rad s 超調量不超過 30 采用與 上類似的設計方法 選擇 PI 調節(jié)器作為系統(tǒng)校正的方式 控制回路的開環(huán)傳遞函數(shù)表達式 5 9 2 1 pii G sKTsTCs 其中 令 系統(tǒng)的傳函形式為 2 s CC pi KKCT 1 1 i T 5 10 1 2 1 s K G s s 采用與電流環(huán)一樣的計算方法 其中中頻帶寬 h 取 9 設計出的參數(shù) 3140 5 628 1 1 6e 3 i T 3140 550 2 e 6 0 87 pc KC 0 87 1 6 e 3 543 ipi KKT Revision 0 01 Company confidentialPage 25 of 54 圖 5 8 電壓環(huán)波特圖 4 3 仿真結果仿真結果 首先鎖相環(huán)開始工作 在 0 01s 處 BOOST 開始工作 BOOST 輸出接兩個 25KW 假負載 0 02s 處開始啟動 INV 并卸掉一個假負載 0 025s 處卸掉第二個假負載 0 03s 處開始啟動 MPPT 輸入電壓參考值為 500V BUS 電壓參考值 750V 圖 5 9 中 4 個波形分別為 PV 電壓參考值 PV 電壓實際值 BUS 電壓參考值 BUS 電壓實際值 BOOST 控制器能較好地跟蹤 PV 電壓參考值 圖 5 9 BOOST 輸入輸出電壓 Revision 0 01 Company confidentialPage 26 of 54 5 孤島檢測孤島檢測 5 1 孤島效應孤島效應 孤島效應是指并網型逆變器在電網斷電時仍繼續(xù)對電網供電的狀態(tài) 太陽能 供電系統(tǒng)而言 在孤島現(xiàn)象發(fā)生時 由于其失去電力網絡電壓作為參考信號 所 以電力轉換器的輸出電壓 電流及頻率將出現(xiàn)不穩(wěn)定的情況 若未及時將其切離 系統(tǒng) 會造成某些敏感性負載受到損害 另外 由于此分布式系統(tǒng)仍然持續(xù)獨立 供電給負載 也可能造成維修人員觸電的危險 孤島現(xiàn)象的偵測是很有必要的 5 2 電網模型特性電網模型特性 太陽能逆變器并網連接示意圖如圖 6 1 所示 圖 6 1 圖 6 1 中 RLC 為電網的等效模型 正常運行時 電網公共連接點 PCC 處的允許偏差應滿足相關標準的電壓 頻 率范圍 當光伏系統(tǒng)電網接口處電壓超出規(guī)定范圍時 逆變器應在規(guī)定時間內動作 將光伏系統(tǒng)與電網斷開 對于圖示的 RLC 并聯(lián)負載 頻率特性如下 22 2 0 2 0 1 11 1 load f R Z ff C Q RL ff 2 11 0 0 1 tantan loadf fLCf RQ Lff Revision 0 01 Company confidentialPage 27 of 54 其中 為系統(tǒng)的諧振頻率 00 1 2f LC 系統(tǒng)的品質因數(shù) 22 0 2 0 1 2 2 f CR I RC QRCR RILL 負載的有功功率 2 g V P R 電感的無功功率 2 g V VarL L 電容的無功功率 2 g VarCVC 可以發(fā)現(xiàn) f C QRVarL VarCP L 品質因數(shù) Qf是反應負載特性的一個重要指標 Qf越大 系統(tǒng)工作在諧振頻率的能 力越強 就越難偏離諧振頻率 電網的實際負載一般都是感性的 因此常在電網上并 聯(lián)電容來補償無功功率 如果補償電容大小合適 則整個電網負載的諧振頻率恰好為 市電頻率 且電感和電容上的無功功率大小相等 這時電網的功率因數(shù)為 1 品質因 數(shù)為 f QVarL VarCPVarL P 假如去除補償電容 電網的功率因數(shù)為 22 PFPPVarL 因此品質因數(shù)與功率因數(shù)之間的關系為 2 1 1 PF Q 當 Q 大于 2 5 時 功率因數(shù) PF 小于 0 37 因此一般認為電網實際負載的品質因 數(shù) Q 不會超過 2 5 5 3 孤島檢測原理孤島檢測原理 孤島檢測方法通常分為兩類 被動式檢測和主動式檢測 因為發(fā)生孤島效應時 逆變器 輸出的幅值頻率會發(fā)生改變 所以只要檢測到逆變器輸出幅值和頻率的改變 就可以檢測到孤島發(fā)生與否 這種方法一般稱為被動式檢測 但是這種方法存在一個 缺點 即當電網中的負載正好與逆變器輸出接近匹配時 負載端的電壓及頻率變化量 很小 被動式的檢測方法就會失效 這種方法的 NDZ Non Detection Zone 較大 為此 設計考慮的主要是在電網的等效負載正好與逆變器輸出匹配或接近匹配時的情況 主 Revision 0 01 Company confidentialPage 28 of 54 動式檢測法的思想是在逆變器的控制信號中加入很小的電壓 頻率或相位擾動信號 然后檢測逆變器的輸出 當逆變器與電網相連則擾動信號的作用很小 而當孤島發(fā)生 時擾動信號的作用就會顯現(xiàn)出來 當輸出變化超過規(guī)定的門限值就能預報孤島的發(fā)生 電壓擾動法 會因為電網電壓幅值的小變動使逆變器減小其功率輸出 從而偏離 最大功率點 頻率 相位 擾動法 檢測準確 輸出電能質量高 瞬態(tài)反應快 正反饋放大了 電網的小變化 可能對電網產生微小影響 對弱電網可能導致不穩(wěn)定 一般電壓允許波動的范圍相對頻率較大 通過擾動使其偏離規(guī)定范圍會相對較慢 所以這里采用相位擾動法來進行檢測 5 4 相位擾動法相位擾動法 根據(jù)檢測頻率 f 偏移電網中心頻率 fo 的大小來改變逆變器輸出電流和負載端電壓 間的相位差 當電網頻率穩(wěn)定時 相位差固定 而當電網斷開時 若此時的相位差 頻率 f 與 RLC 的相頻特性不一致 頻率 f 便會發(fā)生偏移 頻率 f 偏離中心頻率越遠 擾動相位差會跟著越大 頻率又會繼續(xù)偏移 從而達到加速效果 在 dq 坐標系當中 假定有功分量被定在 d 軸上 而無功分量被定在 q 軸上由于最 終空間矢量是由 d 軸分量和 q 軸分量二者合成的 改變無功分量 q 就會改變合成空 間矢量與 d 軸的夾角 由于 dq 坐標是參考正序電壓而來 即有功電壓是落在 d 軸上 因此改變逆變器輸出電流的無功分量就會改變電流矢量與正序有功電壓的夾角 q i 如圖 6 2 所示 Revision 0 01 Company confidentialPage 29 of 54 q d d u q i q d i i i 圖 6 2 dq 坐標下 電壓與電流的相位差 所以控制 的比例就可以控 d q i i arctan d i q i 制逆變器輸出電壓電流相位差 當產生孤島時 可以根據(jù) f 對進行擾動使其發(fā)生如 q i 下正反饋 f q i q i 因為一般情況下 逆變器只輸出有功功率 即原本是設為零的 所以這里說的 q i 擾動量便為 根據(jù)仿真 擾動公式取如下 q i dq ifi 50 2 0 擾動公式中 0 2 為比例系數(shù) 50 為電網中心頻率 比例系數(shù)越大 越容易檢測 出孤島 但對電網正常工作時的影響也越大 會降低功率因數(shù) 比例系數(shù)太小 會導 致孤島檢測時間變長 甚至檢測不出孤島存在 從式中可看出 頻率偏移越大 也 q i 越大 從而達到加速頻率 f 的偏移 快速檢出孤島的存在 并聯(lián) RLC 的相頻特性和擾動相頻特性如圖 6 3 所示 Revision 0 01 Company confidentialPage 30 of 54 圖 6 3 圖 6 3 中 黃線為諧振頻率為 51 5Hz Q 值為 2 5 的并聯(lián) RLC 的相頻特性 5 51 5 51 5 2 tan 1 f f load 藍線為諧振頻率為 47 5Hz Q 值為 2 5 的并聯(lián) RLC 的相頻特性 5 47 5 47 5 2 tan 1 f f load 紅線為擾動相頻特性 50 2 0 tantan 11 f i i d q 圖 6 3 中 RLC 的相頻曲線與擾動相頻曲線的交點意義 當頻率為 fx 擾動的相位 差恰好和 RLC 特性在 fx 處的相位差一致時 fx 將不會偏移 擾動會失敗 這樣可能 會導致檢測不出孤島的存在 另外 若一直采用擾動公式進行不間斷擾動 那么當電網經常偏離中心頻率較遠 的正常范圍工作時 如 f 48Hz 則此時 功率因數(shù) 由此可 8 21 93 0 8 21cos 見功率因數(shù)會大打折扣 針對上面第一種情況 可通過判斷頻率在當前擾動下經過一個周期是否有變化 若基本無變化 就加大擾動量 使其偏移穩(wěn)定點 為了避免第二種情況 可通過小擾 動和頻率的小變化來進行孤島預判斷 結合仿真 得具體孤島檢測程序流程圖如下 Revision 0 01 Company confidentialPage 31 of 54 頻率 電壓是 否已超出范圍 是 頻率 電壓是否 已超出范圍 斷開電網 停止 逆變輸出 是 每隔 3 個周期進行一次正 反偏置擾動 否 否 開始 頻率是否連續(xù)三 個周期都按照擾 動方向偏移 頻率是否按照擾 動方向偏移 啟用加速擾動 擾動過程中頻率 是否變化 是 是 否 是 否 否 加大擾動 頻率是否變化 否 連續(xù)進行正 反偏置擾動 圖 6 4 Revision 0 01 Company confidentialPage 32 of 54 正 反偏置擾動的大小根據(jù)仿真取 對應的相位差為 dq ii025 0 即并網正常工作時 逆變器的輸出功率因數(shù)為 4 1tan 1 d q i i 這里擾動量若取值太大會影響功率因數(shù) 太小可能會檢測不到擾動產9997 0 cos 生的變化 為了盡量減小擾動對系統(tǒng)正常運行時的影響 擾動量采用逐漸增加或減少 的方式 即一個周期讓擾動量從遞減到 接著的一個周期讓擾動量從 d i025 0 d i025 0 遞增到 每隔 3 個周期進行一次這樣的擾動 d i025 0 d i025 0 加速擾動即 dq ifi 50 2 0 判斷頻率是否偏移的門限值的確定 若原頻率為 50Hz 由擾動后的頻率改變 考慮一定的余量 門限值取 Hzf19 0 50 360 4 1360 50 Hzfm05 0 5 5 MATLAB 仿真仿真 Eabc Voabc ioabc signals Continuous v Va2 v Va1 v VM5 v VM3 v VM2 v VM1 V BUS E BUS A B C ThreeLevelInv N A B C Three Phase Programmable Voltage Source SamplesIn1 In2 In3 PWM node 10 a b c U V W Measurement A B C A B C L Iq Islanding detection 102 Id I2 I1 I Vdc Vc Vb Udcup Goto3 Va Udcdn Goto1 Udcdn From1 Udcup From E DC In1 Iq Id Out1 Out2 Out3 CurrCtrl C2 C1 圖 6 5 MATLAB 仿真模型 圖 6 5 中 綠色塊為孤島檢測模塊 主要采用 MATLAB 中的 S function 塊 按照圖 6 4 的程序流程圖 用 C 語言編寫 Revision 0 01 Company confidentialPage 33 of 54 5 5 1 仿真仿真 1 Inverter 輸出功率 P 50kW 電網負載為并聯(lián) RLC 模型 Qf 2 5 R 3 2 L 4 07mH C 2490uF 電網頻率 fo 50Hz 電網在 0 1S 處掉電 孤島檢測模塊從 0 15S 開始加入擾動 超出正常頻率范圍 q i 判斷條件為 f 51 5Hz 或 f 47 5Hz 目的 觀察孤島檢測算法在電網負載參數(shù)與 Inverter 剛好匹配 Q 值大于 2 情況 下的孤島檢測能力 圖 6 6 圖 6 6 中信號自上而下分別為 孤島檢測指示信號 1 表示未檢測到孤島 0 表示檢測到了孤島 Inverter 輸出端電壓頻率 f 從圖 6 6 中可看出 在 0 1 0 15S 之間 雖然電網已經掉電 但由于負載與 Inverter 剛好匹配 所以頻率 f 幾乎無改變 在 0 15S 處加入擾動后 由于沒了電網的 穩(wěn)定 頻率 f 明顯改變 進入加速擾動程序后 很快便檢出了孤島的存在 Revision 0 01 Company confidentialPage 34 of 54 5 5 2 仿真仿真 2 電網負載為并聯(lián) RLC 模型 Qf 2 5 R 3 2 L 4 07mH C 2490uF 電網頻率 fo 50Hz 孤島檢測模塊從 0 15S 開始加入擾動 電網頻率在 0 2S 處從 47 6Hz 跳變到 q i 51 4Hz 目的 觀察在電網頻率波動的情況下 由于加入擾動而產生的影響 q i 圖 6 7 從圖 6 7 看出 在電網頻率出現(xiàn)一個較大的階躍跳變時 檢測頻率 f 出現(xiàn)的超調 導致了誤判認為是超出了規(guī)定頻率范圍 針對這個情況可以通過判斷持續(xù)超出頻率范圍的時間來確認是否真的超出范圍 由仿真圖 6 7 得 如果 51 5Hz f51 5Hz 或 q i f51 5Hz 或 f51 5Hz 或 f 47 5Hz 目的 觀察孤島檢測算法在電網有較大諧波存在 電網負載參數(shù)與 Inverter 剛好匹配 情況下兩機并網時的孤島檢測能力以及擾動對電網的影響 圖 5 10 Inverter1 頻率變化量 角頻率 與擾動量 q i Revision 0 01 Company confidentialPage 44 of 54 圖 5 11Inverter1 孤島檢測指示信號 1 未檢測到孤島 0 檢測到孤島 與檢測頻率 Revision 0 01 Company confidentialPage 45 of 54 6 MPPT 設計設計 6 1 MPPT 的功能的功能 外界的環(huán)境因素 光照 溫度 通常是不斷變化的和無法人為去改變的 光伏陣 列的輸出特性也隨之變化 為了實現(xiàn)光伏發(fā)電系統(tǒng)的功率輸出最大化 需要對光伏電 池的輸出最