串擾機理詳解

串擾機理詳解串擾是指當信號在傳輸線上傳播時，因電磁耦合對相鄰的傳輸線產生的不期望的電壓噪聲干擾。這種干擾是由于兩條信號線間的耦合，即信號線之間互感和互容耦合引起的。容性耦合（當干擾源產生的干擾是以電壓形式出現時，干擾源與信號電路之間就存在容性（電場）耦合，這時干擾電壓線電容耦合到信號電路，形成干擾源）引發(fā)耦合電流，而感性耦合（當干擾源是以電流形式出現的，此電流所產生的磁場通過互感耦合對鄰近信號形成干擾）則產生耦合電壓。由于自身的邏輯電平發(fā)生變化，對其他信號產生影響的信號線稱為“攻擊線”（Aggressor），即干擾線。受到影響而導致自身邏輯電平發(fā)生異常的信號連線我們稱為“犧牲線”（Victim），即被干擾線。串擾噪聲從干擾對象上通過交叉耦合到被干擾對象上，表現為在一根信號線上有信號通過時，在PCB板上與之相鄰的信號線上就會感應出相關的信號。圖5-1中如果位于A點的驅動源稱為干擾源（Aggressor），則位于D點的接收器稱為被干擾對象（Victim），A、B之間的線網稱為干擾源網絡，C、D之間的線網稱為被干擾對象網絡；反之，如果位于C點的驅動源稱為干擾源，則位于B點的接收器稱為被干擾對象，C、D之間的線網稱為干擾源網絡，A、B之間的線網稱為被干擾對象網絡。圖5-1 串擾中的干擾源與被干擾對象當干擾源狀態(tài)變化時，會在被干擾對象上產生一串擾脈沖，在高速系統中，這種現象很普遍。例如，當干擾源的信號有上升沿跳變（從0到1），而被干擾源保持為0電平，通過兩者之間的交叉耦合電容，在被干擾源上就會產生一個短時的脈沖干擾，如圖5-2.a所示。類似的，在干擾源上有一個上升沿跳變（從0到1），而在被干擾源上有一個下降沿跳變（從1到0），由于交叉耦合的影響，在被干擾源上就會產生時延，如圖5-2.b所示。圖5-2 a)短時脈沖干擾 b)時延通常，依賴于干擾源和被干擾源上信號的跳變，被干擾線上產生四種類型的影響：正的短時脈沖，負的短時脈沖，上升時延，下降時延，如圖5-3所示。圖5-3 四種不同影響從干擾線耦合到被干擾線上的電壓與被干擾線上的電壓是完全無關的。當信號沿著傳輸線傳播時，在信號路徑與返回路徑之間存在電場和磁場。這些場的分布不僅僅限于信號和返回路徑之間的空間內，而是在周圍空間延伸。我們把這些延伸出去的場稱為邊緣場。如果將兩導線的間距加大，可看到邊緣場的強度大大減弱。圖5-4所示表明了在信號路徑與返回路徑之間的邊緣場以及另一個網絡分別在遠處和近處時兩者之間的相互作用情況。圖5-4 信號線附近的場分布由圖可見，第2根線處在邊緣場的附近時，就有過多的耦合和串擾。歸根結底，邊緣場是引起串擾的根本原因。減小串擾最重要的方法就是使網絡間的間距足夠遠，使其邊緣場降低到可以接受的范圍。在系統中的每兩個網絡之間，總會有邊緣場產生的電感耦合和電容耦合。我們把耦合電感和耦合電容分別叫做互感和互容?；ジ惺且鸫當_的兩個重要因素之一，互感系數Lm標志了一根驅動傳輸線通過磁場對另外一根傳輸線產生感應電流的程度。從本質上來說，如果“受害（Victim）線”和驅動線(侵略線)的距離足夠接近，以至于侵略線產生的磁場將受害線包圍其中，則在受侵略的傳輸線上將會產生感應電流，而這個通過磁場耦合產生的電流在電路模型中就通過互感參數來表征。在互感Lm的作用下，將根據驅動線上的電流變化率而在受害線上引起一定的噪聲，噪聲電壓的大小與電流變換率成正比，通?？梢杂上率接嬎悖?由于感應噪聲正比于信號的變化率,互感在高速數字電路的應用中顯得尤為重要。 互容是引起串擾的另外一個重要因素,互容是兩導體間簡單的電場耦合,這種耦合在電路模型中以互容的形式表現出來。 互容Cm將產生一個與侵略線上電壓變換率成正比的噪聲電流到受害線： 同樣可以看到：感應噪聲也是正比于信號的變化率，因此互容在高速數字應用中也是非常重要的。 需要說明的是，上式只是簡易的近似公式用于闡述耦合噪聲的機理。完整的串擾表達式將在后面給出。在一個系統中，如果傳輸線之間發(fā)生了嚴重的耦合，那么通常使用的單根傳輸線模型就不再適合分析傳輸線的電氣特征，在這種多導線系統中,我們必須考慮互感和互容來全面評估傳輸線的電氣性能。等式5-3和5-4描述了反映寄生耦合效應影響傳輸線系統性能的典型方法。電感矩陣和電容矩陣被通稱為傳輸線矩陣。 這里，LNN表示線N的自感，LMN表示線M和N之間的互感。 在這里，CNN是指傳輸線N上的寄生電容。它包括導線N自身的對地電容及和其它傳輸線的互容之和。CMN就是傳輸線N和傳輸線M之間的互容。 由上節(jié)討論可知，對于兩根耦合的傳輸線，電容C矩陣和電感L矩陣是簡單的22矩陣。非對角線上的元素分別表示了互容和互感的值。假設有兩根50的傳輸線，具有相同的耦合分布。同時，在線的兩端接上等于其特性阻抗50的端接，這樣可以消除反射帶來的各種影響。等效的電路模型如圖5-5所示。圖5-5 一對緊耦合傳輸線和采用n段集總參數電路的等效電路模型當信號沿著作用線傳播時，在作用線和靜止線間有互容和互感，這是噪聲電流從作用線流向靜止線的唯一路徑。而只在特定的區(qū)域，即dV/dt或dI/dt，耦合噪聲才會流向靜止線。在電壓和電流恒定的區(qū)域，沒有耦合噪聲電流。如圖5-6所示，信號的前沿近似為線性斜率，上升時間為RT，噪聲近似與V/RT和I/RT成正比。圖5-6 從作用線流向靜止線的耦合噪聲只在電壓或電流變化的區(qū)域在任一時刻，流過互容的總電流為： 其中，V為信號的電壓；Cm為信號上升時間段內耦合的互容 其中，CmL 為單位長度的互容；v是信號傳播的速率；RT為信號的上升時間同時，注入到靜止線上的瞬時容性耦合電流總量為： 從作用線流入靜止線的容性耦合電流只在作用線上信號的邊沿處發(fā)生。但是，通過式（5-7）可知，耦合噪聲電流總量與上升時間無關。而根據式（5-5），上升時間越快，則變化率dV/dt越大，所以可能認為容性耦合電流也越大。但是，上升時間越快， dV/dt的耦合線區(qū)域越短，并且用來耦合的電容就越小。因此，容性耦合電流只與單位長度的互容有關。按照相同的分析，互感感應到靜止線上的瞬時電壓為： 其中，LmL 為單位長度的互感；I為作用線上的信號電流同樣可見，只在作用線上電壓發(fā)生變化的地方，才有感性耦合噪聲耦合到靜止線上。靜止線上產生電壓噪聲的值與信號的上升時間無關，只取決于單位長度的互感。靜止線上的耦合噪聲有四個重要的特性：1瞬時耦合電壓噪聲值和電流噪聲值依賴于信號的強度。信號強度越大，瞬時耦合噪聲值就越大。2瞬時耦合電壓噪聲值和電流噪聲值依賴于單位長度互容和單位長度互感為度量的單位長度耦合量。當導線間的間距減小，單位長度耦合增加，則瞬時耦合噪聲也會增加。3速率越快，瞬時耦合的總電流越大。這是由于速率越快，上升時間的空間延展（spatial extent）就越長，在任一時刻發(fā)生耦合的區(qū)域也越長。信號的速率越大，電流流經的耦合長度增加，靜止線上電流的密度保持不變。4信號的上升時間不會影響總的瞬時耦合噪聲電流或電壓。上升時間越短，將會使單個互容和互感元件的耦合噪聲增加。并且上升時間越短，信號沿的空間延展也越短，在任一時刻發(fā)生耦合的總互感和總互容也越小。前面已經闡述過了，串擾是由于臨近兩導體之間的互容和互感所引起的。因而在臨近傳輸線上引起的感應噪聲的大小和他們之間的互感和互容大小都有關系。例如，如果一信號進入傳輸線1(如圖5-7)，由于互感Lm和互容Cm的作用,將在傳輸線2上產生一電流。由互容引起的電流分別向受侵害線的兩個方向流動,而由互感引起的電流從受侵害線的遠端流向近端，這是因為互感產生的電流總是與侵害線中的電流相反。所以，從受侵害線近端到遠端的串擾電流由很多部分組成（見圖5-7）。 圖5-7 互容互感引起的串擾電流示意圖 受侵害線上近端和遠端串擾噪聲的波形可以從圖5-8看出，當一個數字脈沖進入傳輸線,它的上升沿和下降沿將不斷地在受侵害線上感應出噪聲，在這里的討論中，我們假設信號上升沿或者下降沿的變化速度非?？?，遠遠小于傳輸線延遲。則根據前面的描述，一部分串擾噪聲將傳向近端，另一部分將傳向遠端，也就是我們所定義的近端串擾脈沖和遠端串擾脈沖。如圖5-8，遠端串擾脈沖將和侵害線上的信號同步流向終端，而近端串擾脈沖將起始于侵害線上信號變化沿出現時刻，并流向近端。這樣，當驅動線上的信號變化沿在時間tTD（這里TD是信號在傳輸線上的延遲時間)到達傳輸線遠端時，如果遠端存在匹配，那么，侵害信號和遠端串擾將在遠端被匹配消除。同時，侵害信號的變化沿在被終端匹配消除前產生的最后一部分近端串擾信號將在t=2TD時才到達近端，這是因為，這部分信號又要經過整條傳輸線才能被傳回近端。所以，對于一對被終端匹配好的傳輸線來說，近端串擾起始于t=0并且持2TD的時間，或者說兩倍于傳輸線的電氣長度。相反，受侵害線遠端接收到的遠端串擾起始于TD，持續(xù)時間為數字信號的上升或者下降時間。 圖5-8 串擾噪聲示意圖 串擾噪聲的大小和形狀很大程度上取決于耦合的大小與端接的情況。圖5-9給出的等式和插圖詳細地描述了一條安靜的受侵害線上由于串擾而得到的最大電壓的狀況。這里假設了受侵害線上存在多種端接策略，驅動線上也使用了端接來消除反射，使問題簡化。這些等式主要是用來估計串擾的幅度，并使讀者了解特殊的端接策略對噪聲幅度的影響。當圖5-17中所示的拓撲結構變得更加復雜時，則必須采用類似SPICE的工具來進行仿真。 圖5-9 各種匹配情況下的串擾反射示意圖 圖5-9中假設了信號在傳輸線上的傳輸時間為兩倍上升時間： 在這里，X是指傳輸線長度，L和C是指單位長度傳輸線本身的電感和電容，注意：如果（例如，邊沿變化率大于兩倍的傳輸線延遲），近端串擾將不能到達其最大振幅，為了正確計算時的串擾電壓，近端串擾只須乘以即可，而遠端串擾不會因為長度變化而改變。需要注意的是：當上升時間小于傳輸線時延時（長線情況），近端串擾的最大幅值和信號上升時間沒有什么關系，而當上升時間大于傳輸線時延的時候（短線情況），近端串擾的大小和信號上升時間有一定關系。因為這個原因，定義長傳輸線的標準為傳輸線的電氣時延必須大于信號的1/2上升時間（或下降時間），這時可以得到，近端串擾的幅度與線長無關（即前向串擾的飽和），而遠端串擾則總是取決于上升時間和線長。 應該指出的是圖5-9中的公式假設了受侵害線上的終端電阻與傳輸線完全匹配，消除了不完全匹配的影響。為了重現這些影響，可以使用反射概念來分析。例如，假設圖5-17中第一種情況的終端匹配電阻R并不等于受侵害線的傳輸線阻抗（為了簡單起見，在這里假設了侵害線的匹配完全），此種情況下，近端和遠端串擾值就必須加上各自的串擾反射電壓。所以，在不完全匹配系統中，串擾信號的計算公式為： 在這里，Vx為不完全匹配情況下調整后的近端或遠端串擾值，R就是終端匹配電阻，Zo 為傳輸線特性阻抗，Vcrosstalk 是通過圖5-9計算出來的串擾值。 注：如果信號的上升或者下降時間小于傳輸線延遲，那么近端串擾最大幅值與上升時間無關。 如果信號的上升或下降時間長于傳輸線延遲，那么近端串擾的大小與上升時間有關。 遠端串擾在任何情況下都和信號的上升或者下降時間有關。 串擾是由電磁耦合形成的，電磁耦合又可為容性耦合和感性耦合兩種。因此，當信號在通過一導體傳輸線時會通過兩種方式將能量耦合到相鄰的傳輸線導體上，即容性耦合與感性耦合。為了了解形成遠端特征和近端特征的根源，我們首先研究容性耦合電流在導線兩端的行為，然后研究感性耦合電流并把這二者相加。圖5-10所示是重新構建的僅含互容元件的等效電路模型。在該例中，假設耦合的長度大于飽和長度。我們把上升邊沿看作是動態(tài)線移動的電流源，所以僅在信號前沿存在的區(qū)域，才有容性耦合的電流流入靜止線。圖5-10 只有耦合電容的耦合傳輸線等效電路模型決定電流方向的主要因素是噪聲電流所遇到的阻抗。靜止線上的噪聲電流所碰到的阻抗相同，均為50歐姆，則噪聲電流在前向和后向的電流量將相等。靜止線上電容耦合電流環(huán)路的方向是從信號線到返回路徑。信號線與返回路徑間的正向電壓將沿著兩個方向傳播。當信號最初出現在驅動端時，就有一些容性耦合電流流入靜止線上。一半電流向后流回近端，另一半向前流動。流過靜止線近端的端接電阻的電流是正方向，即從信路徑流回返回路徑。當信號上升沿在驅動端出現，近端噪聲的電壓值從0V開始逐步上升。隨著信號沿沿著傳輸線傳播，后向的容性耦合噪聲電流以恒定的速率持續(xù)流回到近端。當前沿傳輸了一個飽和長度后，近端的電流將達到一個恒定的值。在作用線上的信號到達遠端端接的電阻之后，就沒有耦合噪聲電流。但是靜止線上仍然有后向電流流向靜止線的近端，這段額外時間等于時延TD。近端信號，容性耦合電流在上升時間內到達一個恒定的值，并且保持該恒定的值，持續(xù)2TD的時間，然后下降到0。如圖5-11所示。圖5-11 通過端接電阻，靜止線近端的容性耦合噪聲近端容性耦合電流的飽和值為： 其中，IC 是容性耦合的，靜止線近端的飽和噪聲電流；CmL 是單位長度的互容；v是信號傳播速率；V是信號電壓；1/2 factor是一半的電流流入近端，另一半流入遠端；1/2 factor是2TD內的后向噪聲因為到達靜止線的容性耦合電流與dV/dt成比例，實際到達靜止線上的遠端噪聲，是信號沿的導數。如果信號沿是線性斜率，容性耦合噪聲電流將是短的矩形脈沖，短脈沖持續(xù)時間與上升時間相等。在遠端感應的容性噪聲信號如圖5-12所示。圖5-12 通過端接電阻，靜止線遠端的容性耦合噪聲從作用線耦合到靜止線上的電流的總值集中在這個短脈沖，電流脈沖的幅值，通過端接電阻，轉換為電壓。 其中，IC 是從作用線耦合到靜止線的電流的總和；1/2 factor是流向遠端的容性電流的一部分；CmL 是單位長度下的互容；RT是信號的上升時間；V是信號的電壓該式說明了遠端容性耦合電流的幅值與單位長度的互容，走線的耦合長度成正比，與上升時間RT成反比。上升時間越短，遠端噪聲電流就越大。與近端的情況不同，遠端接受的噪聲幅值與耦合區(qū)域的長度成正比，與上升時間成反比，在遠端，容性耦合的電流方向是正方向，即從信號線到返回路徑，因此通過端接電阻產生正的電壓。感性耦合電流與容性耦合電流的行為是相似的。這些電流通過互感，由作用線上的dI/dt驅動，在靜止線上產生電壓，進而形成感性耦合電流。作用線上電流的變化是從信號路徑到返回路徑，沿著傳輸線傳播。這個電流回路在靜止線上感應出一個電流回路。靜止線上電流回路的方向與感應的電流回路的方向相反。靜止線上感應的電流回路的方向是從返回路徑到信號路徑。如圖5-13所示。作用線上的dI/dt在靜止線上感應出電壓，反過來在靜止線上產生dI/dt，感應的電流將沿著靜止線的兩個方向傳播。圖5-13 作用線對靜止線感應的感性電流示意圖一旦靜止線上感應出電流，遇到相同的阻抗，則在靜止線沿兩個方向傳播的感應電流的幅值相同。后向的感性耦合電流與容性耦合電流的幅值相同，當驅動端出現信號，它從0開始上升。當信號的上升時間的延展比飽和長度長，后向電流將達到一個恒定的值，并保持這一水平。當作用線信號的上升沿到達遠端的端接電阻，在靜止線上仍然有后向感性耦合噪聲電流。向前和向后的電流噪聲如圖5-14所示。圖5-14 信號在作用線上傳播時，感應的向前和向后的感性電流回路前向移動時，感性耦合電流與作用線信號邊沿的傳播速率相同，而且在每一步，將會耦合出越來越多的噪聲電流，所以遠端噪聲隨著耦合長度的增加而增加。遠端的感性耦合電流的形式是上升時間的導數，它與信號的dI/dt成正比。遠端感性耦合電流的方向是從返回路徑到信號線，與容性耦合電流的方向相反。因此，在遠端，容性耦合噪聲與感性耦合噪聲的方向是相反的，凈噪聲將是二者之差。近端串擾(Near-end crosstalk)：指干擾源對犧牲源的發(fā)送端產生的第一次干擾，也稱為后向串擾（Forward Crosstalk）。近端噪聲電壓與通過近端端接電阻的耦合電流有關，近端噪聲有四個重要的特性：1如果耦合長度大于飽和長度，噪聲電壓將達到一個穩(wěn)定的值。這個最大電壓幅度被定義為近端串擾值（NEXT）,如果作用線上的電壓為Va，靜止線上最大后（項）向電壓為Vb, NEXT=Vb/Va，這個值也被稱為近端串擾系數： 2如果耦合長度比飽和長度短，電壓峰值將小于NEXT，實際的噪聲電平是峰值乘以實際耦合長度與飽和長度的比值。例如：飽和長度是6in，上升時間為1ns，耦合長度是4in，近端噪聲是Vb /Va = NEXT4 in/6 in = NEXT0.66。圖5-15所示就是耦合長度為飽和長度的20到飽和長度的2倍時，近端噪聲的電壓電平。圖5-15 耦合長度變化時的近端串擾電壓3近端噪聲的持續(xù)時間為2TD。4近端噪聲的出現與信號的上升時間有關。對于近端串擾，Vb與干擾源信號的傳輸方向相反,隨著干擾線上的脈沖信號不斷向遠端傳輸，串擾電壓最后在近端疊加，得到的是一個連續(xù)的、低電平、寬脈沖信號。當TDRT/2時，該脈沖的寬度為2TD，它與干擾源信號的脈沖沿無關。(TD為傳輸線總延時，RT為信號的上升時間)當信號為線性斜率時，近端串擾電壓如圖5-16所示。圖5-16 信號是線性傾斜時，近端串擾電壓的特征NEXT的幅值依賴于互感和互容。由下式決定： 其中，NEXT為近端串擾系數；Vb 為靜止線上后向的電壓噪聲；Va 為作用線上的信號電壓；CmL、LmL 為單位長度的互容和互感；CL、LL 為單位長度的電容和電感當兩條傳輸線間距減小時，互容和互感將增加，NEXT也將增加。根據經驗估計，在噪聲預算中允許的最大串擾大約為信號擺幅的5。如果靜態(tài)線是總線的一部分，則靜態(tài)線近端噪聲可能會提高到一般情況下的2.1倍。這是靜止線兩邊的相鄰導線和較遠導線產生的耦合噪聲之和。對近端串擾估計出一個設計規(guī)則，兩線的間距應該保證使相鄰走線間的近端噪聲要少于5%/2.1=2%。要達到這個要求，信號走線之間的間距要至少是2倍的線寬。如果相鄰信號線間的間距大于2倍的線寬，最大的近端串擾噪聲將小于2的信號擺幅。圖5-17總結了在帶狀線和微帶線中，間距分別為1倍線寬，2倍線寬，3倍線寬下的耦合。圖5-17 對于微帶線和帶狀線，幾個特殊間距下的近端串擾系數遠端串擾(Far-end crosstalk)：指干擾源對犧牲源的接收端產生的第一次干擾，也稱為前向串擾（Forward Crosstalk）。遠端噪聲電壓與通過遠端端接電阻的耦合電流有關。遠端噪聲的四個重要特性：1 遠端噪聲起始于TD時刻，沿著靜止線向遠端傳播的噪聲與信號具有相同的速率。2 遠端噪聲是作為脈沖出現的，是信號的導數。耦合電流通過dV/dt，dI/dt產生。靜止線