第3章高頻功率放大器.ppt

1、. 概述 . 丙類(lèi)諧振功率放大電路 . 寬帶高頻功率放大電路與功率合成電路 . 集成高頻功率放大電路及應(yīng)用簡(jiǎn)介 . 章末小結(jié),第3章 高頻功率放大電路,返回主目錄,第3章 功率放大電路,3.1概述 與低頻功率放大電路一樣, 輸出功率、效率和非線(xiàn)性失真同樣是高頻功率放大電路的三個(gè)最主要的技術(shù)指標(biāo)。同時(shí), 安全工作仍然是首先必須考慮的問(wèn)題。,通信系統(tǒng), 高頻功率放大電路用于對(duì)高頻已調(diào)波信號(hào)進(jìn)行功率放大, 然后經(jīng)天線(xiàn)將其輻射到空間, 則要求輸出功率很大。輸出功率大, 從節(jié)省能量考慮, 效率更加顯得重要。 高頻功放常采用效率較高的丙類(lèi)工作狀態(tài), 即晶體管集電極電流導(dǎo)通時(shí)間小于輸入信號(hào)半個(gè)周期的工作狀態(tài)

2、。 為了濾除丙類(lèi)工作時(shí)產(chǎn)生的眾多高次諧波分量, 采用LC諧振回路作為選頻網(wǎng)絡(luò), 故稱(chēng)為丙類(lèi)諧振功率放大電路。,諧振功放屬于窄帶功放電路 對(duì)于工作頻帶要求較寬, 或要求經(jīng)常迅速更換選頻網(wǎng)絡(luò)中心頻率的情況, 可采用寬帶功率放大電路。寬帶功放工作在甲類(lèi)狀態(tài), 利用傳輸線(xiàn)變壓器等作為匹配網(wǎng)絡(luò), 并且可以采用功率合成技術(shù)來(lái)增大輸出功率。 本章著重討論丙類(lèi)諧振功放工作原理、動(dòng)態(tài)特性和電路組成, 對(duì)于甲類(lèi)和乙類(lèi)諧振功放的性能指標(biāo)作適當(dāng)介紹, 接著再討論高頻寬帶功率放大電路, 最后給出集成高頻功率放大電路的一些實(shí)例。,3.2丙類(lèi)諧振功率放大電路,3.2.1 工作原理 圖3.2.1是諧振功率放大電路原理圖。 假

3、定輸入信號(hào)是單頻正弦波, 輸出回路調(diào)諧在輸入信號(hào)的相同頻率上。 根據(jù)基爾霍夫電壓定律, 可得到以下表達(dá)式: uBE=VBB+ub=VBB+Ubmcost (3.2.1) uCE=VCC+uc=VCC-Ic1mRcost=VCC-Ucmcost (3.2.2),其中ub和uc分別是輸入信號(hào)和輸出信號(hào),R是回路等效總電阻, IC0和Ic1m分別是集電極電流iC中的直流分量和基波振幅。 由此可以得到集電極電源提供的直流功率PD, 諧振功放輸出交流功率Po、集電極效率和集電極功耗PC:,PC=PD-Po,PD=VCCIC0 (3.2.3),從公式(3.2.1)(3.2.5)可知：如果要增大輸出功率,

4、在回路等效總電阻不變的情況下, 需增大Ic1m, 當(dāng)器件確定時(shí), 就要增大輸入信號(hào)振幅Ubm。 若要提高效率, 需增大Ic1m或減小IC0(減小IC0即減小集電極功耗, 通過(guò)降低靜態(tài)工作點(diǎn)可以實(shí)現(xiàn))，則, 增大輸入信號(hào)振幅和降低靜態(tài)工作點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)大功率高效率的兩條重要途徑。 ,圖3.2.2是三種不同靜態(tài)工作點(diǎn)情況時(shí)晶體管轉(zhuǎn)移特性分析。其中QA、QB和QC分別是甲類(lèi)、乙類(lèi)和丙類(lèi)工作時(shí)的靜態(tài)工作點(diǎn)。,在甲類(lèi)工作狀態(tài)時(shí), 為保證不失真, 必須滿(mǎn)足Ic1mIC0, 又UcmVCC(忽略晶體管飽和壓降), 所以由公式(3.2.5)可知, 最高效率為50%。 在乙類(lèi)工作狀態(tài)時(shí), 集電極電流是在半個(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通

5、的尖頂余弦脈沖, 可以用傅氏級(jí)數(shù)展開(kāi)為:,其中ICm是尖頂余弦脈沖的高度, 即集電極電流最大值由此 可求得在Ucm=VCC時(shí)的最高效率,在圖3.2.2中, 隨著基極偏置電壓VBB逐漸左移, 靜態(tài)工作點(diǎn)逐漸降低, 晶體管工作狀態(tài)由甲類(lèi)、乙類(lèi)而進(jìn)入丙類(lèi)。由此可知, 乙類(lèi)的效率確實(shí)高于甲類(lèi)。 功率放大電路是大信號(hào)工作, 而在大信號(hào)工作時(shí)必須考慮晶體管的非線(xiàn)性特性, 這樣將使分析復(fù)雜。為簡(jiǎn)化分析, 可將晶體管特性曲線(xiàn)理想化, 即用一條或幾條直線(xiàn)組成折線(xiàn)來(lái)代替, 稱(chēng)為折線(xiàn)近似分析法。,圖3.2.3是將晶體管轉(zhuǎn)移特性折線(xiàn)化, 由此來(lái)分析丙類(lèi)工作狀態(tài)的有關(guān)參數(shù),由圖3.2.3可以得到集電極電流iC的分段表達(dá)

6、式： iC=g(uBE-Uon) uBEUon 0 uBEUon (3.2.6) 如果將輸入信號(hào)在一個(gè)周期內(nèi)的導(dǎo)通情況用對(duì)應(yīng)的導(dǎo)通角度2來(lái)表示, 則稱(chēng)為導(dǎo)通角。可見(jiàn), 0180。 在放大區(qū), 將式(3.2.1)代入式(3.2.6), 可以得到: iC=g(VBB+Ubmcost-Uon) 當(dāng)t=時(shí), iC=0, 由式(3.2.7)可求得:,從集電極電流iC的表達(dá)式可以看出, 這是一個(gè)周期性的尖頂余弦脈沖函數(shù), 因此可以用傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi), 即,(3.2.8),當(dāng)t=0時(shí), iC=ICm, 由式(3.2.7)和(3.2.8)可求得:,所以, 式(3.2.7)可寫(xiě)成:,(3.2.9),由于iC是IC

7、m和的函數(shù), 所以它的各次諧波的振幅也是ICm和的函數(shù), 若ICm固定, 則只是的函數(shù), 通常表示為：,波形系數(shù),圖3.2.4給出在0180范圍內(nèi)分解系數(shù)曲線(xiàn)和波形系數(shù)曲線(xiàn)。,其中：0(), 1(), 2(), 被稱(chēng)為尖頂余弦脈沖的分解系數(shù)。,(3.2.11),由圖3.2.4可知, 1(90)=1(180)=0.5, 這兩種情況分別對(duì)應(yīng)乙類(lèi)和甲類(lèi)工作狀態(tài), 均比丙類(lèi)(90) 數(shù)值高, 而1的最大值是1(120)=0.536, 處于甲乙類(lèi)狀態(tài)。這意味著當(dāng)回路等效總電阻R和脈沖高度ICm相同時(shí), 丙類(lèi)輸出功率比甲類(lèi)、甲乙類(lèi)和乙類(lèi)都要小一些, 但丙類(lèi)的集電極效率比它們都要高。,若定義集電極電壓利用系

8、數(shù)=UcmVCC, 可以得到集電極效率和輸出功率的另一種表達(dá)式:,(3.2.12),(3.2.13),由(3.2.12)、 (3.2.13)可知：增大和g1的值是提高效率的兩個(gè)措施。增大1是增大輸出功率的措施。 由圖3.2.4可知：增大g1與增大1是互相矛盾的。導(dǎo)通角越小, g1越大, 效率越高, 但1卻越小, 輸出功率也就越小。則要兼顧效率和輸出功率兩個(gè)方面, 選取合適的導(dǎo)通角。 若取=70, 此時(shí)的集電極效率可達(dá)到85.9%, 而=120時(shí)的集電極效率僅為64%左右。因此, 一般以70作為最佳導(dǎo)通角, 可以兼顧效率和輸出功率兩個(gè)重要指標(biāo)。,例3.1：在圖3.2.3中, 若Uon=0.6 V

9、, g=10mAV, ICm=20mA, 又VCC=12V, 求當(dāng)分別為180, 90和60時(shí)的輸出功率和相應(yīng)的基極偏壓VBB, 以及為60時(shí)的集電極效率。(忽略集電極飽和壓降),解： 由圖3.2.4可知: 0(60)=0.22, 1(180)=1(90)=0.5, 1(60)=0.38,因 Ucm=VCC=12V，則, 當(dāng)甲類(lèi)工作時(shí)(=180),當(dāng)乙類(lèi)工作時(shí)(=90), Ic1m=0.520=10mA, Po= (1/2)1012=60mW VBB=0.6V,當(dāng)丙類(lèi)工作時(shí)(=60), Ic1m=0.3820=7.6mA, Po= (1/2)7.612=45.6mW IC0=0.2220=4.

10、4mA, ,所以由式(3.2.8)可求得:,由式(3.2.9)可知:,2.2、性能分析 若丙類(lèi)諧振功放的輸入是振幅為Ubm的單頻余弦信號(hào), 那么輸出單頻余弦信號(hào)的振幅Ucm與Ubm有什么關(guān)系?Ucm的大小受哪些參數(shù)影響?,uBE=VBB+ub=VBB+Ubmcost (3.2.1) uCE=VCC+uc=VCC-Ic1mRcost=VCC-Ucmcost (3.2.2),式(3.2.1)、 (3.2.2)和(3.2.6)分別給出了諧振功放輸入回路、 輸出回路和晶體管轉(zhuǎn)移特性的表達(dá)式。,iC=g(uBE-Uon) uBEUon iC= 0 uBEUon (3.2.6),由這些公式可知, 當(dāng)晶體管

11、確定后, Ucm的大小與VBB、VCC、R和Ubm四個(gè)參數(shù)有關(guān)。 由圖3.2.5所示折線(xiàn)化轉(zhuǎn)移特性和輸出特性曲線(xiàn), 借助以上三個(gè)表達(dá)式, 可分析以上兩個(gè)問(wèn)題。 在分析之前, 讓我們先確定動(dòng)態(tài)線(xiàn)的情況。,在輸出特性圖中, 表示輸出電壓uCE隨集電極電流iC變化的軌跡線(xiàn)稱(chēng)為動(dòng)態(tài)線(xiàn), 又稱(chēng)為交流負(fù)載線(xiàn)。 由于諧振功放的負(fù)載是選頻網(wǎng)絡(luò), 故輸出交流電壓uc必然是一個(gè)完整的余弦信號(hào)。 由圖3.2.5可以看到, 截止區(qū)和飽和區(qū)內(nèi)的動(dòng)態(tài)線(xiàn)分別和輸出特性中截止線(xiàn)和臨界飽和線(xiàn)重合(其中臨界飽和線(xiàn)斜率為gcr), 而放大區(qū)內(nèi)的動(dòng)態(tài)線(xiàn)是一條其延長(zhǎng)線(xiàn)經(jīng)過(guò)Q點(diǎn)的負(fù)斜率線(xiàn)段AB。 ,放大區(qū)內(nèi)動(dòng)態(tài)線(xiàn)AB的表達(dá)式可用以下步驟

12、求出。 由式(3.2.1)和(3.2.2),uBE=VBB+ub=VBB+Ubmcost uCE=VCC+uc=VCC-Ic1mRcost=VCC-Ucmcost,可寫(xiě)出：,斜率gcr,代入式(3.2.6), 經(jīng)過(guò)整理可得到動(dòng)態(tài)線(xiàn)表達(dá)式:,其中,由圖(3.2.5)可以寫(xiě)出斜率值gd的另一種形式:,因?yàn)?所以,(3.2.14),結(jié)論：放大區(qū)內(nèi)動(dòng)態(tài)線(xiàn)斜率是負(fù)的，且與兩個(gè)參數(shù) R、 有關(guān)，且動(dòng)態(tài)電阻Rd 與回路等效電阻R 不相等。,1、 負(fù)載特性 若VBB、VCC和Ubm三個(gè)參數(shù)固定, R發(fā)生變化, 動(dòng)態(tài)線(xiàn)、Ucm以及Po、等性能指標(biāo)會(huì)有什么變化呢?這就是諧振功放的負(fù)載特性。 由圖3.2.6可知,

13、VBB和VCC固定意味著Q點(diǎn)固定, Ubm固定進(jìn)一步意味著也固定。,放大區(qū)動(dòng)態(tài)線(xiàn)斜率將僅隨R而變化。 圖中給出了三種不同斜率情況下的動(dòng)態(tài)線(xiàn)。,根據(jù):,圖 3.2.6 三種不同斜率情況下的動(dòng)態(tài)線(xiàn)及波形分析,動(dòng)態(tài)線(xiàn)A1B1斜率最大,即對(duì)應(yīng)負(fù)載電阻R最小, 相應(yīng)輸出電壓振幅Ucm1也最小, 晶體管工作在放大區(qū)和截止區(qū)。 動(dòng)態(tài)線(xiàn)A2B2斜率較小，與特性曲線(xiàn)相交于飽和區(qū)和放大區(qū)的交點(diǎn)處(此點(diǎn)稱(chēng)為臨界點(diǎn)), 相應(yīng)的輸出電壓振幅Ucm2增大, 晶體管工作在臨界點(diǎn)、放大區(qū)和截止區(qū)。 動(dòng)態(tài)線(xiàn)A3B3斜率最小, 對(duì)應(yīng)的負(fù)載電阻R最大, 相應(yīng)的輸出電壓振幅Ucm3比Ucm2略為增大, 晶體管工作在飽和區(qū)、 放大區(qū)和

14、截止區(qū)。,由圖3.2.7負(fù)載特性曲線(xiàn)可以看到, 隨著R的逐漸增大, 動(dòng)態(tài)線(xiàn)的斜率逐漸減小, 由欠壓狀態(tài)進(jìn)入臨界狀態(tài), 再進(jìn)入過(guò)壓狀態(tài)。,據(jù)輸出電壓振幅大小的不同, 三種工作狀態(tài)分別稱(chēng)為欠壓狀態(tài)、臨界狀態(tài)和過(guò)壓狀態(tài), 而放大區(qū)和飽和區(qū)又可分別稱(chēng)為欠壓區(qū)和過(guò)壓區(qū)。 注意：在過(guò)壓狀態(tài)時(shí), iC波形頂部發(fā)生凹陷, 這是由于進(jìn)入過(guò)壓區(qū)后轉(zhuǎn)移特性為負(fù)斜率而產(chǎn)生。,在臨界狀態(tài)時(shí), 輸出功率Po最大, 集電極效率接近最大, 所以是最佳工作狀態(tài)。,圖3.2.8是利用折線(xiàn)化轉(zhuǎn)移特性分析丙類(lèi)工作時(shí)iC波形隨Ubm變化的關(guān)系, 并給出了Ucm、Ic1m和Ic0與Ubm的關(guān)系曲線(xiàn)。 由于Ubm的變化將導(dǎo)致的變化, 從而

15、使輸出特性欠壓區(qū)內(nèi)動(dòng)態(tài)線(xiàn)的斜率發(fā)生變化, 所以利用輸出特性分析放大特性不方便。 ,2、 放大特性 若VBB、VCC、R三個(gè)參數(shù)固定, 輸入U(xiǎn)bm變化, 此時(shí)輸出Ucm以及Po、等性能指標(biāo)隨之變化的規(guī)律被稱(chēng)為放大特性。,由圖3.2.8可知：在欠壓狀態(tài)時(shí), Ucm隨Ubm增大而增大, 但不成線(xiàn)性關(guān)系, 因?yàn)橐矔?huì)隨之增大, 使iC脈沖的寬度和高度都隨之增大。 僅當(dāng)處于甲類(lèi)或乙類(lèi)工作狀態(tài)時(shí), 固定為1800或900, 不會(huì)隨Ubm的變化而變化, 此時(shí)Ucm與Ubm才成正比關(guān)系。 在過(guò)壓狀態(tài), 隨著Ubm增加, Ucm幾乎保持不變。,3、調(diào)制特性 (1) 、基極調(diào)制特性。 若VCC、R和Ubm固定, 輸

16、出電壓振幅Ucm隨基極偏壓VBB變化的規(guī)律被稱(chēng)為基極調(diào)制特性。 由于VBB和ub是以串聯(lián)迭加方式處于功放的輸入回路, 則VBB變化與ub的振幅Ubm的變化對(duì)輸出電流iC和輸出電壓振幅Ucm的影響類(lèi)似, 可以將圖3.2.9和圖3.2.8(b)進(jìn)行對(duì)照分析。 基極調(diào)制的目的是使Ucm隨VBB變化規(guī)律而變化, 則功放應(yīng)工作在欠壓狀態(tài), 才能使VBB對(duì)Ucm有控制作用。,(2) 、集電極調(diào)制特性 若VBB、 R和Ubm固定, 輸出電壓振幅Ucm隨集電極電壓VCC變化的規(guī)律被稱(chēng)為集電極調(diào)制特性。 由圖3.2.10(a)可知, VCC變化使靜態(tài)工作點(diǎn)左右平移, 從而使欠壓區(qū)內(nèi)的動(dòng)態(tài)線(xiàn)左右平移, 動(dòng)態(tài)線(xiàn)的斜

17、率不變。由圖 3.2.10(b)可知，在欠壓狀態(tài)時(shí), 當(dāng)VCC改變時(shí), Ucm幾乎不變。在過(guò)壓狀態(tài)時(shí), Ucm隨VCC而單調(diào)變化。則, 此時(shí)功放應(yīng)工作在過(guò)壓狀態(tài), 才能使VCC時(shí)對(duì)Ucm有控制作用, 即振幅調(diào)制作用。,4 、小結(jié) (1) 若對(duì)等幅信號(hào)進(jìn)行功率放大, 據(jù)負(fù)載特性應(yīng)使功放工作在臨界狀態(tài), 此時(shí)輸出功率最大, 效率也接近最大。比如對(duì)調(diào)頻信號(hào)進(jìn)行功率放大。 (2) 若對(duì)非等幅信號(hào)進(jìn)行功率放大, 據(jù)放大特性，應(yīng)使功放工作在欠壓狀態(tài)，此時(shí)，輸出電壓與輸入電壓的幅度有一定的關(guān)系，但線(xiàn)性較差。若采用甲類(lèi)或乙類(lèi)工作, 則線(xiàn)性較好。比如對(duì)調(diào)幅信號(hào)進(jìn)行功率放大。,(3) 丙類(lèi)諧振功放在進(jìn)行功率放大的

18、同時(shí), 也可進(jìn)行振幅調(diào)制。若調(diào)制信號(hào)加在基極偏壓上, 功放應(yīng)工作在欠壓狀態(tài)；若調(diào)制信號(hào)加在集電極電壓上, 功放應(yīng)工作在過(guò)壓狀態(tài)。 (4) 回路等效總電阻R直接影響功放在欠壓區(qū)內(nèi)的動(dòng)態(tài)線(xiàn)斜率, 對(duì)功放的各項(xiàng)性能指標(biāo)關(guān)系很大, 在分析和設(shè)計(jì)功放時(shí)應(yīng)重視負(fù)載特性。,例3.2某高頻功放工作在臨界狀態(tài), 已知VCC=18V, gcr=0.6 AV, =60, R=100, 求輸出功率Po、直流功率PD和集電極效率。 解： 由式(3.2.14)可求得: Rd=1(60)(1-cos 60)100=19 所以 gd=1/19,所以,故,由圖3.2.6可以寫(xiě)出以下關(guān)系式:,例3.3已知諧振功放工作在欠壓狀態(tài)，

19、如若要將它調(diào)整到臨界狀態(tài)，需要改變那些參數(shù)？不同調(diào)整方法所得輸出功率是否相同？為什么？ 解：四種調(diào)整方法： 設(shè)原輸出功率為PO0：原放大區(qū)內(nèi)動(dòng)態(tài)線(xiàn)及其延長(zhǎng)線(xiàn)為AQ1，四種方法得到的輸出功率分別PO1 ，PO2 ，PO3 ，PO4為：,3.2.3直流饋電線(xiàn)路與匹配網(wǎng)絡(luò) 1、直流饋電線(xiàn)路 在高頻功放輸入回路和輸出回路應(yīng)分別加上合適直流偏壓, 直流饋電線(xiàn)路分為：串聯(lián)饋電和并聯(lián)饋電兩種基本電路形式。前者是指晶體管、直流電源和回路三部分串聯(lián), 后者是指這三部分并聯(lián)。無(wú)論哪種電路形式, 直流偏壓與交流電壓總是串聯(lián)迭加的, 即滿(mǎn)足uBE=VBB+Ubmcost； uCE=VCC-Ucmcost,由于集電極電

20、流是脈沖形狀, 包括直流、基頻及各次諧波分量, 所以集電極饋電線(xiàn)路除了應(yīng)有效地將直流電壓加在晶體管的集電極與發(fā)射極之間外, 還應(yīng)使基頻分量流過(guò)負(fù)載回路產(chǎn)生輸出功率, 同時(shí)有效地濾除高次諧波分量。 圖中的高頻扼流圈Lc和高頻短路電容Cc、Cc1、Cc2的作用在于阻止高次諧波流過(guò)直流電源并為其提供短路通道, 以免高次諧波影響直流電源的穩(wěn)壓性能。,(1) 、集電極饋電線(xiàn)路,串聯(lián)饋電方式的優(yōu)點(diǎn)是Lc和Cc處于高頻地電位, 它們對(duì)地的分布電容不會(huì)影響回路的諧振頻率, 缺點(diǎn)是電容器C的動(dòng)片不能直接接地, 安裝調(diào)整不方便。 并聯(lián)饋電方式的優(yōu)缺點(diǎn)正好相反。由于Lc和Cc1不處于高頻地電位, 它們對(duì)地的分布電容

21、直接影響回路的諧振頻率, 但回路處于直流地電位, L、C元件可接地, 故安裝調(diào)整方便。,(2)、 基極饋電線(xiàn)路 基極饋電也有串饋與并饋兩種形式, 但對(duì)于丙類(lèi)諧振功放, 通常采用自給偏壓方式。 圖3.2.12給出了幾種基極饋電線(xiàn)路, 均為自給偏壓形式。 在無(wú)輸入信號(hào)時(shí), 自給偏壓電路的偏置為零。 隨著輸入信號(hào)的逐漸增大, 加在晶體管be結(jié)之間的偏置電壓向負(fù)值方向增大。由此可見(jiàn), 乙類(lèi)功放不能采用自給偏壓方式。,2、 匹配網(wǎng)絡(luò) 為使諧振功放輸入端能夠從信號(hào)源或前級(jí)功放得到有效功率, 輸出端能夠向負(fù)載輸出不失真的最大功率或滿(mǎn)足后級(jí)功放的要求, 在諧振功放的輸入和輸出端必須加上匹配網(wǎng)絡(luò)。 匹配網(wǎng)絡(luò)的作

22、用：是在所要求的信號(hào)頻帶內(nèi)進(jìn)行有效的阻抗變換(根據(jù)實(shí)際需要使功放工作在臨界點(diǎn)、過(guò)壓區(qū)或欠壓區(qū)), 并充分濾除無(wú)用的雜散信號(hào)。 基本LC網(wǎng)絡(luò)有選頻匹配功能, 具體應(yīng)用時(shí)為產(chǎn)生良好的選頻匹配效果, 常采用多節(jié)匹配網(wǎng)絡(luò)級(jí)聯(lián)方式。,例3.3 分析圖例3.3所示工作頻率為175 MHz的兩級(jí)諧振功率放大電路的組成及元器件參數(shù)。,解：兩級(jí)功放的輸入饋電方式均為自給負(fù)偏壓, 輸出饋電方式均為并饋。 此電路輸入功率Pi=1W, 輸出功率Po=12W, 信號(hào)源阻抗Rs=50 , 負(fù)載RL=50。其中第一級(jí)輸出功率Po1=4W, 電源電壓VCC=135 V。 兩級(jí)功放管分別采用3DA21A和3DA22A, 均工作

23、在臨界狀態(tài), 飽和壓降分別為1V和15V。各項(xiàng)指標(biāo)滿(mǎn)足安全工作條件。則各級(jí)回路等效總阻抗分別應(yīng)該為:,由于3DA21A和3DA22A的輸入阻抗分別為R2=7和R4=5, 故RsR2, R1R4, R2RL, 即不滿(mǎn)足匹配條件, 所以在信號(hào)源與第一級(jí)放大器之間、第一級(jí)放大器與第二級(jí)放大器之間分別加入T型選頻匹配網(wǎng)絡(luò)(C1、C2、L1和C3、C4、L2), 在第二級(jí)放大器與負(fù)載之間加入倒L型選頻匹配網(wǎng)絡(luò)(C5、L3、C6)。 三個(gè)選頻匹配網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗分別是R1、R3和R5。,匹配網(wǎng)絡(luò)中各電感與電容的值可根據(jù)相應(yīng)公式計(jì)算得出。由于晶體管參數(shù)的分散性和分布參數(shù)的影響, C1C6均采用可變電容器, 其

24、最大容量應(yīng)為計(jì)算值的23倍。通過(guò)實(shí)驗(yàn)調(diào)整, 最后確定匹配網(wǎng)絡(luò)元件的精確值。 電路中四個(gè)高扼圈電感量為0.1H0.2H, 其中兩個(gè)作為基極直流偏置的組成元件, 另外兩個(gè)在集電極并饋電路中對(duì)iC中的高次諧波分量起阻擋作用, 并為集電極直流電源提供通路。高頻旁路電容C7和C9的值均為0.05F, 穿心電容C8和C10為1500pF, 它們使高次諧波分量短路接地。,一般來(lái)說(shuō), 在400MHz以下的甚高頻(VHF)段, 匹配網(wǎng)絡(luò)通常采用集總參數(shù)LC元件組成, 而在400MHz以上的超高頻(UHF)段, 則需使用分布參數(shù)的微帶線(xiàn)組成匹配網(wǎng)絡(luò), 或使用微帶線(xiàn)和LC元件混合組成。 微帶線(xiàn)的電性能, 如特性阻抗

25、、帶內(nèi)波長(zhǎng)、損耗和功率容量等, 與絕緣基板的介電系數(shù)、基板厚度H和帶狀導(dǎo)體寬度W有關(guān)。 實(shí)際使用時(shí), 微帶線(xiàn)是采用雙面敷銅板, 在上面作出各種圖形, 構(gòu)成電感、電容等各種微帶元件, 從而組成諧振電路、 濾波器以及阻抗變換器等。 ,微帶線(xiàn)又稱(chēng)微帶傳輸線(xiàn), 是用介質(zhì)材料把單根帶狀導(dǎo)體與接地金屬板隔離而構(gòu)成。,3.3 寬帶高頻功率放大電路與功率合成電路,寬帶高頻功率放大電路采用非調(diào)諧寬帶網(wǎng)絡(luò)作為匹配網(wǎng)絡(luò), 能在很寬的頻帶范圍內(nèi)獲得線(xiàn)性放大。 常用的寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)是傳輸線(xiàn)變壓器, 它可使功放的最高頻率擴(kuò)展到幾百兆赫甚至上千兆赫, 并能同時(shí)覆蓋幾個(gè)倍頻程的頻帶寬度。由于無(wú)選頻濾波性能, 故寬帶高頻功放只能

26、工作在非線(xiàn)性失真較小的甲類(lèi)或乙類(lèi)狀態(tài), 效率較低。所以, 寬帶高頻功放是以犧牲效率來(lái)?yè)Q取工作頻帶的加寬。 ,3.3.1傳輸線(xiàn)變壓器 1、寬頻帶特性 普通變壓器上、下限頻率的擴(kuò)展方法是相互制約的。為了擴(kuò)展下限頻率, 就需要增大初級(jí)線(xiàn)圈電感量, 使其在低頻段也能取得較大的輸入阻抗, 如采用高導(dǎo)磁率的高頻磁芯和增加初級(jí)線(xiàn)圈的匝數(shù), 但這樣做將使變壓器的漏感和分布電容增大, 降低了上限頻率；為了擴(kuò)展上限頻率, 就需要減小漏感和分布電容, 減小高頻功耗, 如采用低導(dǎo)磁率的高頻磁芯和減少線(xiàn)圈的匝數(shù), 但這樣做又會(huì)使下限頻率提高。 傳輸線(xiàn)變壓器是基于傳輸線(xiàn)原理和變壓器原理二者相結(jié)合而產(chǎn)生的一種耦合元件。 它

27、將傳輸線(xiàn)(雙絞線(xiàn)、帶狀線(xiàn)或同軸線(xiàn)等)繞在高導(dǎo)磁率的高頻磁芯上構(gòu)成, 以傳輸線(xiàn)方式與變壓器方式同時(shí)進(jìn)行能量傳輸。,利用圖3.3.1所示簡(jiǎn)單的11傳輸線(xiàn)變壓器, 可說(shuō)明這種特殊變壓器能同時(shí)擴(kuò)展上、下限頻率的原理。 在圖3.3.1中, (a)圖是結(jié)構(gòu)示意圖, (b)圖和(c)圖分別是傳輸線(xiàn)方式和變壓器方式工作原理圖, (d)圖是用分布電感和分布電容表示的傳輸線(xiàn)分布參數(shù)等效電路。 在以傳輸線(xiàn)方式工作時(shí), 信號(hào)從、 端輸入, 、 端輸出。如果信號(hào)波長(zhǎng)與傳輸線(xiàn)長(zhǎng)度可以相比擬, 兩根導(dǎo)線(xiàn)固有的分布電感和相互間的分布電容就構(gòu)成了傳輸線(xiàn)的分布參數(shù)等效電路。若傳輸線(xiàn)是無(wú)損耗的, 則傳輸線(xiàn)的特性阻抗,其中L、C分別

28、是單位線(xiàn)長(zhǎng)的分布電感和分布電容。若Zc與負(fù)載電阻RL相等, 則稱(chēng)為傳輸線(xiàn)終端匹配。 在此無(wú)耗、匹配情況下, 若傳輸線(xiàn)長(zhǎng)度l與工作波長(zhǎng)相比足夠小(lmin8)時(shí), 可認(rèn)為傳輸線(xiàn)上任何位置處的電壓或電流振幅均相等, 且輸入阻抗Zi=Zc=RL, 故為11變壓器。 可見(jiàn), 此時(shí)負(fù)載上得到的功率與輸入功率相等且不因頻率的變化而變化。 在以變壓器方式工作時(shí), 信號(hào)從、端輸入, 、端輸出。由于輸入、輸出線(xiàn)圈長(zhǎng)度相同, 從圖(c)可見(jiàn), 這是一個(gè)11的反相變壓器。,當(dāng)工作在低頻段時(shí), 由于信號(hào)波長(zhǎng)遠(yuǎn)大于傳輸線(xiàn)長(zhǎng)度, 分布參數(shù)很小, 可以忽略, 故變壓器方式起主要作用。由于磁芯的導(dǎo)磁率高, 所以雖傳輸線(xiàn)較短也

29、能獲得足夠大的初級(jí)電感量, 保證了傳輸線(xiàn)變壓器的低頻特性較好。 當(dāng)工作在高頻時(shí), 傳輸線(xiàn)方式起主要作用, 在無(wú)耗匹配情況下, 上限頻率將不受漏感、分布電容、高導(dǎo)磁率磁芯的限制。而在實(shí)際情況下, 雖然要做到嚴(yán)格無(wú)耗和匹配是很困難的, 但上限頻率仍可以達(dá)到很高。,結(jié)論： 傳輸線(xiàn)變壓器具有良好的寬頻帶特性。,2、阻抗變換特性 與普通變壓器一樣, 傳輸線(xiàn)變壓器也可實(shí)現(xiàn)阻抗變換, 但受結(jié)構(gòu)的限制, 只能實(shí)現(xiàn)某些特定阻抗比的變換。 圖3.3.2給出了一種41傳輸線(xiàn)阻抗變換器原理圖。 在無(wú)耗且傳輸線(xiàn)長(zhǎng)度很短的情況下, 傳輸線(xiàn)變壓器輸入端與輸出端電壓相同, 均為 , 流過(guò)的電流均為 。 則可得特性阻抗Zc和輸

30、入端輸入阻抗Zi分別為：, 所以,當(dāng)負(fù)載RL為特性阻抗Zc的1/2 時(shí), 此傳輸線(xiàn)變壓器可以實(shí)現(xiàn)41的阻抗變換。故此時(shí)的終端匹配條件是RL=1/2。其中Zi是指、 端之間的等效阻抗。 利用傳輸線(xiàn)變壓器還可實(shí)現(xiàn)其它一些特定阻抗比的阻抗變換。 注意：不同阻抗比時(shí)的終端匹配條件不一樣。,圖3.3.3給出了一個(gè)兩級(jí)寬帶高頻功率放大電路, 其匹配網(wǎng)絡(luò)采用了三個(gè)傳輸線(xiàn)變壓器。 由圖可見(jiàn), 兩級(jí)功放都工作在甲類(lèi)狀態(tài), 并采用本級(jí)直流負(fù)反饋方式展寬頻帶, 改善非線(xiàn)性失真。三個(gè)傳輸線(xiàn)變壓器均為41阻抗變換器。 前兩個(gè)級(jí)聯(lián)后作為第一級(jí)功放的輸出匹配網(wǎng)絡(luò), 總阻抗比為161, 使第二級(jí)功放的低輸入阻抗與第一級(jí)功放的

31、高輸出阻抗實(shí)現(xiàn)匹配。第三個(gè)使第二級(jí)功放的高輸出阻抗與50的負(fù)載電阻實(shí)現(xiàn)匹配。,3.3.2功率合成 利用多個(gè)功率放大電路同時(shí)對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行放大, 然后設(shè)法將各個(gè)功放的輸出信號(hào)相加, 這樣得到的總輸出功率可以遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于單個(gè)功放電路的輸出功率，這就是功率合成技術(shù)。 理想功率合成器不但應(yīng)具有功率合成功能, 還必須在其輸入端使與其相接的前級(jí)各率放大器互相隔離, 即當(dāng)其中某一個(gè)功率放大器損壞時(shí), 相鄰的其它功率放大器的工作狀態(tài)不受影響, 僅僅是功率合成器輸出總功率減小一些。 功率合成可獲得幾百瓦甚至上千瓦的高頻輸出功率。,由圖可見(jiàn), 采用7個(gè)功率增益為2, 最大輸出功率為10W的高頻功放, 利用功率合成技術(shù)

32、, 可以獲得40W的功率輸出。其中采用了三個(gè)一分為二的功率分配器和三個(gè)二合一的功率合成器。功率分配器的作用在于將前級(jí)功放的輸出功率平分為若干份, 然后分別提供給后級(jí)若干個(gè)功放電路。 利用傳輸線(xiàn)變壓器可以組成各種類(lèi)型的功率分配器和功率合成器, 且具有頻帶寬、 結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、插入損耗小等優(yōu)點(diǎn), 然后可進(jìn)一步組成寬頻帶大功率高頻功放電路。,3.4 集成高頻功率放大電路及應(yīng)用簡(jiǎn)介,在VHF和UHF頻段, 已經(jīng)出現(xiàn)了一些集成高頻功率放大器件。這些功放器件體積小, 可靠性高, 外接元件少, 輸出功率一般在幾瓦至十幾瓦之間。 日本三菱公司的M57704系列、美國(guó)Motorola公司的MHW系列便是其中的代表產(chǎn)品

33、。 表3.4.1列出了Motorola公司集成高頻功率放大器MHW系列中部分型號(hào)的電特性參數(shù)。圖3.4.1給出了其中一種型號(hào)的外形圖。 ,MHW系列中有些型號(hào)是專(zhuān)為便攜式射頻應(yīng)用而設(shè)計(jì)的, 可用于移動(dòng)通信系統(tǒng)中的功率放大, 也可用于工商業(yè)便攜式射頻儀器。 使用前, 需調(diào)整控制電壓, 使輸出功率達(dá)到規(guī)定值。 在使用時(shí), 需在外電路中加入功率自動(dòng)控制電路, 使輸出功率保持恒定, 同時(shí)也可保證集成電路安全工作, 避免損壞?？刂齐妷号c效率、 工作頻率也有一定的關(guān)系。,三菱公司的M57704系列高頻功放是一種厚膜混合集成電路, 同樣也包括多個(gè)型號(hào)。 頻率范圍為335MHz512 MHz(其中M57704H為450 MHz470 MHz), 可用于頻率調(diào)制移動(dòng)通信系統(tǒng)。 電特性參數(shù)為：當(dāng)VCC=12.5V, Pin=0.2 W, Zo=ZL=50時(shí), 輸出功率Po=13W, 功率增益Gp=18.1dB, 效率3