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IP屬地：河北 上傳時(shí)間：2021-05-20 格式：DOCX 頁數(shù)：15 大?。?37.79KB 積分：15 舉報(bào) 版權(quán)申訴

1、第 18 卷第 2 期電工技術(shù)學(xué)報(bào)2003 年 4 月PWM 控制下多電平混合逆變電路的脈寬調(diào)制及拓?fù)浞治鯰he Modulation and Topology Analysis of PWM Controlled Hybrid InvertersQi Yue齊 悅 楊 Yang Geng耕 竇曰軒 Dou Yuexuan徐文立 ( 清華大學(xué)自動化系 Xu Wenli ( Qing hua U niversity100084)100084China)摘要 PWM 和多電平變換是在高壓大功率電力電子變換中應(yīng)用較多的兩種技術(shù), 本文在試驗(yàn)一種新型混合逆變電路的基礎(chǔ)上, 通過分析 PWM 控制下的多

2、電平混合逆變電路調(diào)制方法, 提出了一種混合單元間電壓比取值的方法, 理論上試圖涵蓋可能出現(xiàn)的混合逆變電路拓?fù)?。關(guān)鍵詞: 混合逆變電路多電平 PWM 方法 電壓比選擇中圖分類號: TM 13AbstractPWM and m ultilevel conversion are tw o main technolog ies in pow er conversion field.In this paper, based on the ex periment of a new hybrid inverter, the analysis of modulation methodand topologie

3、s of PWM controlled hybrid inverters,a new m ethod is broug ht forw ard to select thevoltage ratio among different cells. ot is tried to summarize the topolog ies of hybrid multilevel invert-ers.Keywords: Hybrid inverter, multilevel PWM methods, voltage ratio selection1前言的直流電源來實(shí)現(xiàn)電平鉗位, 因此隨著輸出波形電平數(shù)的增加

4、所需要的直流電源數(shù)也將增加。為了優(yōu)常用的交流變頻技術(shù)以脈寬調(diào)制 PWM ( Pulse化電路拓?fù)? 文獻(xiàn) 2 提出了兩個獨(dú)立單元的直Width M odulation) 方式為主, 由于該方式固有特流鉗位電源采用電壓比為 1 2, 并在不同單元中使性的影響, 系統(tǒng)中不可避免地產(chǎn)生高次諧波電流、用不同功率器件的混合逆變電路; 國內(nèi)也有相關(guān)文漏電流及空間電磁波等電磁干擾 EMI ( Electronic章討論該技術(shù)及其應(yīng)用 4, 5 。在此基礎(chǔ)上, 作者研M ag netic Interference) 。隨著變頻裝置功率及電壓究了幾種新型的混合逆變電路結(jié)構(gòu) 6, 7 。等級的不斷提高以及對 EM

5、 I 問題的日益重視, 單為了實(shí)現(xiàn)電路輸出電壓波形的連續(xù)調(diào)幅, 需要一 PWM 調(diào)制方式的弊病也在此過程中不可避免地對多電平電路進(jìn)行 PWM 控制。文獻(xiàn) 3 介紹了顯現(xiàn)出來。在這種背景下, 多電平變換 ( M ulti-針對電壓比為 1 2 的混合逆變電路 PWM 方法。但level Converter) 和軟開關(guān) ( Soft Sw itching ) 技術(shù)是尚未見到與 PWM 控制下的多電平混合逆變電路開始迅速發(fā)展。使用多電平組合的波形可以很好地有關(guān)問題的一般性討論。事實(shí)上, PWM 控制的多降低高壓時(shí)輸出波形的 dv / dt , 從而降低電磁干擾。電平混合逆變電路有其特殊的控制及拓?fù)浣Y(jié)

6、構(gòu)約近年來, 等電壓比的串級逆變電路 ( Cascade束。為了研究這些問題, 本文在試驗(yàn)新型混合逆變Inverter) 在多電平變換領(lǐng)域得到了大量應(yīng)用 1 。電路的基礎(chǔ)上, 首先提出以降低 EMI 為目的時(shí)多由于串級逆變電路的每個基本單元都要用一個獨(dú)立電平混合逆變電路控制方法及拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)需要滿足的清華大學(xué)骨干人才支持計(jì)劃 資助項(xiàng)目。齊悅1977 年生, 清華大學(xué)自動化系碩士研究生, 主要研究方向?yàn)榭刂评碚撆c控制工程。楊耕工學(xué)博士, 清華大學(xué)自動化系教授, 研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)、運(yùn)動控制、計(jì)算機(jī)應(yīng)用技術(shù)等。14電工技術(shù)學(xué)報(bào)2003 年 4 月條件, 然后分析了 PWM 控制下的多電平混合逆變電

7、路脈沖調(diào)制。對于能實(shí)現(xiàn)一電平階躍脈寬調(diào)制的多電平混合逆變電路拓?fù)? 本文通過窮舉能夠?qū)崿F(xiàn)連續(xù)調(diào)幅的各種混合串級逆變電路, 提出了一種單元間電壓比的選擇方法, 該方法理論上試圖涵蓋可能出現(xiàn)的混合串級逆變電路拓?fù)洹? 多電平混合逆變電路原理及試驗(yàn)作為對現(xiàn)有混合逆變電路的拓展, 我們定義了各種混合串級逆變電路如下: 設(shè) N 為混合串級電路的基本單元個數(shù) ( N = 1,2,) , 此時(shí)各單元間電壓比為 10 11 12 1N - 1 的串級逆變電路定義為 1N 型串級逆變電路。同理,分別定義 20 2122 2N - 1 和 30 31 323N - 1 為 2N 型和 3N型混合串級逆變電路。為了

8、降低 dv / dt , 本文希望由此電路生成的波形中各電平臺階的階躍要限定在 1Vdc。此時(shí)如果將電壓比設(shè)為 1 4 或更高, 輸出電平中就會出現(xiàn)超過 1Vdc ( 單位電平) 的跳變。表 1 為上述電路的輸出電平數(shù)和單相逆變橋所需開關(guān)器件數(shù)量的比較。表 1 不同混合單元中輸出電平數(shù)和使用器件數(shù)的比較T ab 1T he comparison of output voltag e levelsand devices in different hy brid cells類別1 N2N3N單元間電壓比 1011 12 1N- 1 2021 222N- 1 3031 32 3N - 1最高電平數(shù)2

9、 N + 12N + 1- 13N器件數(shù)4 N4N4N在以上分析的基礎(chǔ)上, 我們試驗(yàn)了 33 型混合逆變電路, 如圖 1 所示。作為原理性試驗(yàn), 系統(tǒng)使圖 127 電平混合逆變電路原理圖Fig 1Schematio diagram 0f 27 voltage- level hybrid inverter用 2 2kVA 的三個二次繞組變壓器加全橋整流作為各單元的直流電源。使用 Intel 80C196MC 單片機(jī)控制, 開關(guān)器件統(tǒng)一采用 MOSFET, 使用 50 , 0 3H 的阻感負(fù)載。圖 2 為該電路帶負(fù)載試驗(yàn)輸出的 27 電平電壓和電流波形。輸出電壓有效值為 110V, 正弦波的基波頻

10、率為 100Hz, 負(fù)載電流有效值 1 4A 。圖 2帶阻感負(fù)載電壓電流波形F ig 2V oltage and current w av eform w ith R-L load3 PWM 控制下的多電平混合逆變電路調(diào)制方法以上介紹的 33 型混合逆變電路輸出電壓波形幅值可以進(jìn)行有級調(diào)節(jié), 為了實(shí)現(xiàn)電壓連續(xù)調(diào)幅,需要對多電平電路進(jìn)行 PWM 控制。在不考慮脈沖階躍幅度以及d v / dt 大小的情況下, 1N 、2N 和 3N 型混合逆變電路都可以實(shí)現(xiàn) PWM 控制下的連續(xù)調(diào)幅。但如果以降低 EM I 為目的, 就要限制 PWM 調(diào)制時(shí)的脈沖階躍幅度, 從而降低 d v / dt 以降低電磁

11、干擾。本文首先提出新型多電平混合串級逆變電路的 PWM 控制方法需要滿足的條件:輸出波形中各電平臺階階躍限定的 1Vdc;使用 PWM方法進(jìn)行連續(xù)調(diào)幅時(shí)產(chǎn)生的脈沖也不超過 1Vdc。在此基礎(chǔ)上, 可將文獻(xiàn) 3 針對電壓比為 1 2 的混合逆變電路 PWM 方法拓展到其他拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的混合逆變電路。這里以三單元電壓比為 1 2 4,即 23 型的混合逆變電路為例介紹 PWM 調(diào)制方法。在此電路結(jié)構(gòu)的三個單元中, 首先對電壓比為 2Vdc 和 4Vdc 單元按圖 3c、3d 的開關(guān)邏輯波形進(jìn)行驅(qū)動, 然后將正弦參考波形圖 3a 和這兩個單元的驅(qū)動波形相減, 得到對 1Vdc 小單元進(jìn)行 PWM 調(diào)制時(shí)

12、的參考波形如圖 3b。第 18 卷第 2 期齊 悅等 PWM 控制下多電平混合逆變電路的脈寬調(diào)制及拓?fù)浞治?5圖 3 23 型混合逆變電路各單元驅(qū)動波形F ig 3 T he driv ing waveforms of different cells由圖 3b 可以看出, 進(jìn)行 PWM 調(diào)制的小單元參考波形是在+ 1 和- 1 之間變化的, 它們和時(shí)間軸的交點(diǎn)時(shí)刻就是正弦參考波形和 ( + / - ) 7 電平的相交時(shí)刻?；旌蠁卧孀冸娐?PWM 調(diào)制時(shí)要使用根據(jù) X 軸對稱的雙三角載波進(jìn)行分段調(diào)制,圖 4 所示是半周期內(nèi) 23 型混合逆變電路 PWM 單元使用的參考波形、載波和調(diào)制后的 PW

13、M 驅(qū)動波形。仿真試驗(yàn)中取載波和參考波頻率比 50 1, 以便清楚地看到輸出的 PWM 脈沖。得到 1Vdc 單元的 PWM 輸出波形后, 將其和另兩個單元的輸出波形相疊加即可得到 15 電平 PWM 正弦波形, 如圖 5 所示。此外從圖 3 中可以看出, 由于只對 1Vdc 單元進(jìn)行了 PWM 調(diào)制, 這樣在選擇器件時(shí)就可以在 2Vdc 和 4Vdc 單元使用開關(guān)頻率較低、高耐壓的 IGCT 、IEGT , 而在圖 4P WM 單元使用的參考波形、載波和調(diào)制后的 PWM 驅(qū)動波形Fig 4T he reference,carrier and PW M driv ing wavefor m o

14、f the PWM cellPWM 小單元中使用低耐壓、高開關(guān)頻率的 IGBT 。圖 5 23 型混合逆變電路產(chǎn)生的 15 電平 P WM 正弦波形F ig 5 15 voltage- level PW M sine w aveform4 任意混合逆變電路的單元間電壓比選擇方法在將 2N 型混合逆變電路 PWM 方法應(yīng)用到其他多電平混合逆變電路拓?fù)渲袝r(shí), 出現(xiàn)了不能滿足混合逆變電路調(diào)制限制條件的現(xiàn)象。以三單元電壓比為 1 3 9, 即定義為 33 型的混合逆變電路輸出正弦波形圖 2 為例。在 0 到 / 2 的 1/ 4 周期內(nèi), 就有 1Vdc 2Vdc, 4Vdc 5Vdc, 7Vdc 8

15、Vdc, 10Vdc 11Vdc 四個電平間無法實(shí)現(xiàn)階躍為 1Vdc的 PWM 連續(xù)調(diào)制。此時(shí)雖然可以對 3Vdc 和 1Vdc 單元同時(shí)進(jìn)行 PWM 調(diào)制來實(shí)現(xiàn)連續(xù)調(diào)幅, 但輸出正弦波形中就會出現(xiàn)階躍為 2Vdc 的 PWM 脈沖波形, 這是不符合限制條件的。16電工技術(shù)學(xué)報(bào)2003 年 4 月通過研究 2N 型和 3N 型混合逆變電路的開關(guān)邏輯表 5 ( 其中 N 為混合逆變電路中的全橋單元數(shù)) , 我們發(fā)現(xiàn) 2N 型電路所產(chǎn)生的正弦波形中,任意相鄰兩電平臺階的生成并不都有電壓為 1Vdc 的單元參與。這樣的特點(diǎn)就決定了 2N 型混合逆變電路可以通過對電壓比為 1Vdc 的小單元進(jìn)行 PW

16、M 調(diào)制, 實(shí)現(xiàn)所有相鄰電平臺階間階躍為 1Vdc 的 PWM 脈沖波形。而 33 型混合電路所產(chǎn)生的正弦波形中, 半周期內(nèi) 1Vdc 小單元同時(shí)參與了輸出波形中 1Vdc 和 2Vdc, 4Vdc 和 5Vdc, 7Vdc和 8Vdc, 10Vdc 和 11Vdc 8 個電平的產(chǎn)生過程,這樣在 4 對電平臺階之間出現(xiàn)了 跳躍 現(xiàn)象, 無法實(shí)現(xiàn)階躍為 1Vdc 的 PWM 連續(xù)調(diào)幅。根據(jù)以上分析, 要實(shí)現(xiàn) 33 型 27 電平混合串級逆變電路的 PWM 連續(xù)調(diào)制, 可以專門添加一個電壓比為 1 或 2 的全橋單元來補(bǔ)充一周期中 16 個無法進(jìn)行階躍為1Vdc 的 PWM 調(diào)幅區(qū)間, 將原電路拓

17、撲拓展成 1+ 33 或 2+ 33 型混合串級逆變電路。此時(shí)三個單元的開關(guān)邏輯順序及 PWM 單元調(diào)制脈沖方向如表 2。表 2 1+ 33 型混合單元逆變電路 29 電平輸出時(shí)各小單元輸出狀態(tài)分析T ab 2T he output vo ltage status of 29voltage- level 1+ 33 hybrid cell cascade inverter電平區(qū)間各單元的輸出電平狀態(tài) ( 1 電平單元= 1Vdc)PWM 脈沖方向1Vdc3Vdc9Vdc1314011391213010391112- 100391011011099100100989- 1000978011- 3

18、967010- 3956- 100- 3945- 10- 1- 39340103023- 1003012011000101000000000( - 1)0( - 1)000- 13( - 14)0( - 1)- 1- 3- 9進(jìn)一步窮舉可以實(shí)現(xiàn) 1Vdc 階躍 PWM 調(diào)制的多電平混合串級逆變電路, 可以總結(jié)出如下關(guān)系。首先設(shè)混合單元中任意多個小單元的電壓比為 a1a2 a3an( 其中 a1 = 1,a2,a3,an 為正整數(shù)) ,當(dāng)各電壓比數(shù)字值滿足如下關(guān)系式時(shí),a 2, a3, an 可以任意取值。n- 1n - 1( an -am )amm= 1m= 1這一關(guān)系式的含義在于, 在選擇混

19、合串級逆變電路中各單元間電壓比時(shí), 只要較大電壓比的值和它之前所有電壓比數(shù)字值的差可以由這些數(shù)字值組合出來, 這樣選取的電壓比值就可以保證相應(yīng)的電路實(shí)現(xiàn) 1Vdc 電平階躍及 1Vdc 脈沖的 PWM 調(diào)制。因?yàn)榇藭r(shí)輸出波形中所有電平臺階間都可以通過對 1Vdc 的單元進(jìn)行 PWM 調(diào)制來實(shí)現(xiàn)連續(xù)調(diào)幅。例如根據(jù)這一關(guān)系, 可以將 23 型電路拓展為單元間電壓比改為 1 2 5 ( 17 電平) 或 1 2 6 ( 19 電平) , 此時(shí)都可以實(shí)現(xiàn)輸出正弦波形的連續(xù)調(diào)幅。圖 6 所示的是在 33 型混合串級逆變電路中添加了一個 1Vdc 小單元后的 1 1 3 9 型電路各單元驅(qū)動波形。圖 7

20、是該電路產(chǎn)生的 29 電平 PWM 正弦輸出波形。同理使用 1 2 3 9 型混合逆變電路可以產(chǎn)生 31 電平的 PWM 輸出波形。圖 61+ 33 型混合逆變電路各單元驅(qū)動波形F ig 6T he driv ing wavefor ms of 1+ 3N hybrid inverter第 18 卷第 2 期齊 悅等 PWM 控制下多電平混合逆變電路的脈寬調(diào)制及拓?fù)浞治?7圖 7 1+ 33 型 ( 29 電平) PW M 正弦波形 F ig 7 29 voltage- level PW M sine w aveform5 混合逆變電路中的尖脈沖問題在混合逆變電路中, 一周期內(nèi) IGBT 和

21、IGCT 同時(shí)切換開關(guān)狀態(tài)的幾個固定時(shí)刻, 由于 IGCT 和 IGBT 開關(guān)時(shí)間的差異, 會出現(xiàn)尖脈沖現(xiàn)象。當(dāng)?shù)碗妷罕葐卧瑫r(shí)切換時(shí), 由于采用 PWM 調(diào)制, 電平臺階間是 1Vdc 的窄脈沖, 此時(shí) 1Vdc 的尖脈沖對輸出波形影響不是很大。但當(dāng)較大電壓比單元和低電壓比單元同時(shí)切換時(shí), 尖脈沖的危害就很大了。圖 8 是按三角波調(diào)制的 33 型 27 電平混合串級逆變電路試驗(yàn)輸出波形中的尖脈沖現(xiàn)象。影響。由于該問題是電力電子器件本身特性導(dǎo)致的 , 若不增設(shè)消除用的輔助電路, 尚無根本性的解決措施。利用 IGBT 的快速導(dǎo)通特性, 可以通過 IGBT 開通時(shí)間的方法來減弱高電壓等級 IGCT

22、 所造成的尖脈沖影響。如果將尖脈沖控制在 1Vdc 之內(nèi), 在 PWM 調(diào)制時(shí)就可以將其對輸出波形的影響減到最小。例如上述電壓比 1 3 9 的混合逆變電路, 對一周期內(nèi)出現(xiàn)的四次 4Vdc 尖脈沖, 可以根據(jù)開關(guān)器件的開關(guān)時(shí)間差值設(shè)置時(shí)間, 適當(dāng)延遲導(dǎo)通電壓比為 3 的 IGCT 單元和電壓比為 1 的 IGBT 單元。盡量減少尖脈沖的時(shí)間和幅度, 如圖 9 所示是經(jīng)過設(shè)置導(dǎo)通時(shí)間處理后的尖脈沖現(xiàn)象。同理可以針對2N 或 3N 電路設(shè)計(jì)相應(yīng)的減小尖脈沖的開關(guān)邏輯。圖 8 27 電平混合逆變電路在使用不同開關(guān)器件時(shí)的尖脈沖現(xiàn)象Fig 8T he spur pulse of 27 voltage

23、- levelhybrid mult ilevel inver ter由圖 8 可以看出, 在一周期內(nèi)電壓比為 9 的單元通斷的四個時(shí)刻, 波形中出現(xiàn)了 4Vdc 的尖脈沖, 此時(shí)尖脈沖會對輸出波形的諧波頻譜產(chǎn)生很大圖 9延遲處理后的尖脈沖Fig 9T he spur pulse after delay modification6 結(jié)論本文在試驗(yàn)新型混合逆變電路的基礎(chǔ)上, 首先提出了實(shí)現(xiàn) PWM 控制下的多電平混合逆變電路連續(xù)調(diào)制的兩個條件: 混合串級逆變電路生成的波形中, 各電平臺階階躍限定在 1Vdc; 相應(yīng)的 PWM 方法也要求產(chǎn)生的脈沖不超過 1Vdc。在此基礎(chǔ)上, 本文分析了多電平混

24、合逆變電路的PWM ( 下轉(zhuǎn)第 26 頁)26電工技術(shù)學(xué)報(bào)2003 年 4 月者繼電器算法設(shè)計(jì)不完善, 就可能把不同性質(zhì)的波頭相混淆, 造成邏輯錯誤, 所以在檢驗(yàn)行波保護(hù)性能時(shí)必須考慮近距離故障的情況。仿真表明在距離母線 1km 的近距離故障下波阻抗繼電器可以正確判定故障方向。再近的距離就需要通過適當(dāng)提高行波采樣率的方法加以解決。選擇母線上連接有兩回進(jìn)出線的情況 ( 母線結(jié)構(gòu)為一進(jìn)一出) 時(shí), 波阻抗方向繼電器 4 會遇到困難。但是, 本文所提完善的波阻抗方向繼電器可以有效解決這個問題。5 總結(jié)本文引入了行波波頭的極性信息, 提出了完善的波阻抗方向繼電器新原理和算法, 通過詳盡的理論分析和仿真

25、試驗(yàn), 闡明了這種新型方向繼電器在各種故障條件下的性能特點(diǎn)?？偨Y(jié)起來, 可以得到如下波阻抗方向繼電器的特點(diǎn):( 1) 原理清晰, 構(gòu)造簡單, 超高速動作, 不反映系統(tǒng)振蕩和負(fù)荷狀況;( 2) 與故障類型、過渡電阻大小無關(guān), 故障初相角對于方向元件正確動作影響較小;( 3) 在近距離故障下具有比較好的動作性能;( 4) 與母線結(jié)構(gòu)無關(guān)。目前該保護(hù)裝置已經(jīng)完成軟硬件設(shè)計(jì)和初步調(diào)試。初步的調(diào)試結(jié)果表明波阻抗繼電器具有優(yōu)異的性能。但也需要指出: 為了使該繼電器實(shí)用化, 還需要具有良好的電壓行波傳變性能的互感器 ( 比如光電壓互感器) , 因?yàn)槠胀ǖ?CVT ( 電容分壓式電壓互感器) 不能傳變高頻暫態(tài)

26、電壓行波。參考文獻(xiàn)1 賀家李, 葛耀中. 超高壓輸電線路故障分析與繼電保護(hù). 北京 科學(xué)出版社, 19872 葛耀中, 新型繼電保護(hù)與故障測距的原理與技術(shù). 西安:西安交通大學(xué)出版社, 19963 董新洲, 葛耀中, 賀家李. 輸電線路行波保護(hù)的現(xiàn)狀與展望.電力系統(tǒng)自動化, 2000, 24 ( 10) 56 614 董新洲, 葛耀中, 賀家李. 波阻抗方向繼電器的基本原理.電力系統(tǒng)自動化, 2001, 25 ( 9) 15 185 董新洲, 葛耀中, 賀家李. 波阻抗方向繼電器的算法研究. 電力系統(tǒng)自動化,2001,25 ( 10)14 176 Chamia M , Liberman S.U

27、 ltra high speed relay for EHV/U HVtransmission lines-dev elo pment,desig n and applica-tion.I EEE T rans. o nPow erA pparatus and Systems,1978,97 ( 6) 2104 21167 楊鐘皓. 新型行波方向高頻保護(hù)的研究 碩士學(xué)位論文 . 清華大學(xué)電機(jī)工程系, 20018 董新洲, 葛耀中, 徐丙垠. 輸電線路暫態(tài)電流行波的故障特征及其小波分析. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 1999, 14 ( 1)59 629 董新洲, 劉建政, 余學(xué)文. 輸電線路暫態(tài)電壓行波的故障特征及其小波分析. 電工技術(shù)學(xué)報(bào),