正激式開關(guān)電源的設(shè)計講解

1、7-3 正激式開關(guān)電源的設(shè)計 中山市技師學(xué)院 葛中海 由于 反激式 開關(guān)電源中的開關(guān)變壓器起到 儲能電感 的作用，因此反激式開關(guān)變壓器類似于電 感的設(shè)計， 但需注意防止 磁飽和 的問題。 反激式在 20100W的小功率開關(guān)電源方面比較有優(yōu)勢， 因其電路簡單， 控制也比較容易。 而 正激式 開關(guān)電源中的高頻變壓器 只起到傳輸能量 的作用， 其 開關(guān)變壓器可按正常的變壓器設(shè)計方法，但需考慮 磁復(fù)位、同步整流 等問題。正激式適合 50 250W 之低壓、大電流的開關(guān)電源。這是二者的重要區(qū)別！ 7.3.1 技術(shù)指標(biāo) 正激式開關(guān)電源的技術(shù)指標(biāo)見 表 7-7 所示。 表 7-7 正激式開關(guān)電源的技術(shù)指標(biāo)

2、項目 參數(shù) 輸入電壓 單相交流 220V 輸入電壓變動范圍 160Vac 235Vac 輸入頻率 50Hz 輸出電壓 VO=5.5V20A 輸出功率 110W 7.3.2 工作頻率的確定 工作頻率對電源體積以及特性影響很大， 必須很好選擇。 工作頻率高時， 開關(guān)變壓器和輸出 濾波器可小型化，過渡響應(yīng)速度快。但主開關(guān)元件的熱損耗增大、噪聲大，而且集成控制器、主 開關(guān)元件、輸出二極管、輸出電容及變壓器的磁芯、還有電路設(shè)計等受到限制。 這里基本工作頻率 f0 選 200kHz，則 11 T3 =5s f0 200 103 式中， T 為周期， f0 為基本工作頻率。 7.3.3 最大導(dǎo)通時間的確定

3、對于正向激勵開關(guān)電源， D 選為 40%45%較為適宜。最大導(dǎo)通時間 tON max 為 tON max =T Dmax（ 7-24） Dmax 是設(shè)計電路時的一個重要參數(shù)， 它對主開關(guān)元件、 輸出二極管的耐壓與輸出保持時間、 變壓器以及和輸出濾波器的大小、 轉(zhuǎn)換效率等都有很大影響。 此處，選Dmax =45%。由式（ 7-24）， 則有 電壓 VO 更小。 圖 7-26 “等積變形”示意圖 根據(jù) 式（ 7-25），次級最低輸出電壓 V2min 為 V2min VO VL VF T tON max 5.5 0.3 0.5 5=14V 2.25 式中， VF 取 0.5V（肖特基二極管） ，VL

4、取 0.3V。 2變壓器匝比的計算 正激式 開關(guān)電源中的開關(guān)變壓器 只起到傳輸能量 的作用， 是真正意義上的變壓器， 繞組的匝比 N 為 N= VI V2 根據(jù)交流輸入電壓的變動范圍160V 235V ，則VI =200V 350V ， VIm in =200V ， N = VIm in = 200 14.3 V2min 14 把式（ 7-25）、（ 7-25） 整合，則變壓器的匝比 N 為 VIm in Dmax N= VO VL VF 7.3.5 變壓器次級輸出電壓的計算 變壓器初級的匝數(shù) N1與最大工作磁通密度 Bm （高斯）之間的關(guān)系為 VImin max Bm S 104 初、次級

5、（ 7-26） 所以有 （ 7-27） （ 7-28） 式中， S 為磁芯的有效截面積（ mm2）， Bm 為最大工作磁通密度。 輸出功率與磁芯的尺寸之間關(guān)系，見 表 2-3 所示。根據(jù) 表 2-3 粗略計算變壓器有關(guān)參數(shù)，磁 芯選 EI-28，其有效截面積 S 約為 85mm2，磁芯材料相當(dāng)于 TDK 的 H7C4，最大工作磁通密度 Bm 可由 圖 7-27 查出。 實際使用時，磁芯溫度約為 100，需要確保 Bm為線性范圍，因此 Bm在 3000 高斯以下。 但正向激勵開關(guān)電源是單向勵磁， 頻率而改變。此處，工作頻率為 設(shè)計時需要減小剩磁 （ 磁復(fù)位 ）剩磁隨磁芯溫度以及工作 200kHz

6、 ，則剩磁約減為 1000 高斯，即磁通密度的線性變化范圍 Bm為 2000高斯。 根據(jù) 式（ 7-28），得 Imin tON max N1 =Bm S 4 104 200 2.25 104 26.5 匝，取整數(shù) 27匝。 2000 85 因此，變壓器次級的匝數(shù) N2為 N2=N1/ N = N1=27/14.3=1.9 匝，取整數(shù) 2 匝。 當(dāng)N =N1/N2=27/2=13.5。根據(jù)式（7-27），計算最大占空比 Dmax為 200 D = VO VF VL N = 5.5 0.5 0.3 13.5 42.5% VImin 輸出電壓正常，開關(guān)電源的最大占空比 也就是說，選定變壓器初、次級

7、繞組分別為 27和 2匝，為了滿足最低輸入電壓時還能保證 Dmax 約為 42.5%，開關(guān)管的最大導(dǎo)通時間tON max 約為 2.1s。下面有關(guān)參數(shù)的計算以校正后的Dmax （=42.5% ）和tON max （ =2.1s）。同時，由 式（7-26） 計算的輸出最低電壓 V2min 約為 14.8V 。 7.3.6 變壓器次級輸出電壓的計算 1計算扼流圈的電感量 流經(jīng)輸出扼流圈的電流IL 如圖 7-28 所示，則 IL 為 式中， L 為輸出扼流圈的電感（ IL= V2minVFVO H）。 tON max 7-29) 這里選 IL 為輸出電流 I O （ =20A ）的 10%30%，從

8、扼流圈的外形尺寸、成本、過程響應(yīng) 等方面考慮，此值比較適宜。 因此，按IL為IO的 20%進行計算。 IL =IO 0.2=20 0.2=4A 由 式（ 7-29 ），求得 14.8 0.5 5.5 IL =2.14.6H L4 如此，采用電感量為 4.6H，流過平均電流為 20A 的扼流圈。 若把變壓器次級的輸出電壓與電流波形合并在一起，如圖 7-29 所示。在 tON 期間， V2為幅 度 14.8V 的正脈沖， VD 1 導(dǎo)通期間扼流圈電流線性上升，電感勵磁、磁通量增大；在tOFF 期間， V2為幅度 V1/N 的負脈沖（ 具體分析見下文 ），VD 1截止、 VD 2導(dǎo)通，扼流圈電流線性

9、下降，電 感消磁，磁通量減小。輸出給負載的平均電流IO 為 20A 。穩(wěn)態(tài)時，扼流圈的磁通增大量等于減 小量。 2計算輸出電容的電容量 輸出電容大小主要由輸出紋波電壓抑制為幾 mV 而確定。 輸出紋波電壓 Ir 由 IL 以及輸出 電容的等效串聯(lián)電阻 ESR確定，但輸出紋波一般為輸出電壓的0.3% 0.5%。 I = 0.30.5 VO = 0.3 0.5 5 =1525mV 7-30) Ir =1525mV r 100 100 又 7-31) Ir = I L ESR 由 式（ 7-31），求得 Ir 15 25 ESR= r =3.75 6.25m I L4 即工作頻率為 200kHz時，

10、需要選用 ESR值 6.25m以下的電容。適用于高頻可查電容技術(shù) 資料，例如，用 8200F/10V的電容，其 ESR值為 31m，可選 6 個這樣的電容并聯(lián)。另外，需 要注意低溫時 ESR 值變大。 流經(jīng)電容的紋波電流 IC 2rms為 IL4 I C2rms =L = 1.16A（ 7-32 ） C2rms 2 3 2 3 因此，每一個電容的紋波電流約為0.2A ，因為這里有 6 個電容并聯(lián)。此外，選用電容時還 等效串聯(lián)電阻 ”。ESR 的出現(xiàn)導(dǎo)致電容的 要考慮到負載的變化、電流變化范圍、電流上升下降時間、輸出扼流圈的電感量，使電壓穩(wěn)定的 環(huán)路的增益等，它們可能使電容特性改變。 ESR，是

11、 Equivalent Series Resistance 三個單詞的縮寫，翻譯過來就是 行為背離了原始的定義。 ESR是等效 “串聯(lián)”電阻，意味著將兩個電容串聯(lián)會增大這個數(shù)值，而并聯(lián)則會減少之 7.3.7 恢復(fù)電路設(shè)計 1計算恢復(fù)繞組的匝數(shù) 恢復(fù)電路如 圖 7-30 所示。 VT 1導(dǎo)通期間變壓器 T1的磁通量增大， T 1蓄積能量； VT 1截止期 間釋放蓄積的能量，磁通返回到剩磁。 圖 7-30 恢復(fù)電路（ VT 1 截止時） 電路中 T1 上繞有恢復(fù)繞組 N3，因此 VT1 截止期間，原來蓄積在變壓器中的能量通過VD4 反饋到輸入側(cè)（ CI 暫存）。由于 VT 1 截止期間，恢復(fù)繞組

12、N3兩端的自感電壓限制為輸入電壓 VI 的數(shù)值，惟其如此， VD4 才能把存儲在 N3中的磁場能轉(zhuǎn)化為電場能反饋到輸入側(cè)。這時變壓器 初級感應(yīng)電壓為 N1 VI V1= N1N3VI（7-33） 式中， V1是N1的感應(yīng)電壓， 極性為上負下正； VI 是N3的自感電壓， 極性也是上負下正 （等 于電源電壓） 。 若主開關(guān)元件的耐壓為 800V，使用率為 85%，即 V1 V Imax 800 0.85=680V 。 V1 680-350=330V 由 式（ 7-33），求得 N V 27 350 N3 N1 V Im ax =27 350 28.6匝，取整數(shù) 29匝。 3V1330 2計算 R

13、CD 吸收電路的電阻與電容 VT 1導(dǎo)通期間儲存在 T 1中的能量為 式中， L1 為變壓器初級的電感量。 =VI2Lt1ON 7-34) VT 1 截止期間，初級感應(yīng)電壓使 VD3 導(dǎo)通，磁場能轉(zhuǎn)化為電場能，在 R1 上以熱量形式消耗 掉。 R1 中消耗的熱量為 E2= V12 T R1 7-35) 因為 E1 = E2 ，聯(lián)立 式（ 7-34）、（ 7-35），整理得 7-36) V1 = 2LR11T VI tON 因為輸入電壓最高 V Im ax時開關(guān)管導(dǎo)通時間 tON min 最短，把上式中的 VI換成V Im ax ，tON換成 tON min ，加在 VT 1上的最大峰值電壓 V

14、dsp為 Vdsp =V Im ax +V1 =V Im ax R1 tON min 2L1TON min 7-37) 由此，求得 R1 為 R1=2 Vdsp1 VIm ax L1T tO2N min 7-38) 200 1.2s 350 又，當(dāng)輸入電壓 V Im ax 時， tON min 為 tON min =tON maxV=2.1 VIm ax 式（ 7-38）中，初級的電感量 L1 是未知數(shù)，下面求解。 Al-Value 值由磁芯的產(chǎn)品目錄提供。 EI（E） -28，H7C4 的 A1-Value 值為 5950，則 7-39) 2 A1-Value= L1 / N12 由式（ 7

15、-39），求得 L1 為 L1 =5950 N12 10 9 =5950 272 10 9 4.3mH 由式（ 7-38），求得 R1 為 R1=2 2 680 1 350 4.3 10 3 5 10 6 1.2 10 6 2 28.2k 式中，加在 VT 1上的最大峰值電壓 Vdsp取 680V。 時間常數(shù) R1C1比周期 T 要大的多，一般取 10倍左右，則 T 5 10 6 C1 =10=103 1773pF 1R128.2 103 3計算主繞組感應(yīng)電壓 當(dāng) VIm ax =350V ，根據(jù) 式（ 7-33 ），得 27 350 V1 =325V 1 29 閱讀資料 對于正激式開關(guān)電源來

16、說，主開關(guān)元件導(dǎo)通時變壓器勵磁，在tON 即將結(jié)束時初級繞組的勵 磁電流 I1為VI tON / L1 。開關(guān)斷開時， 變壓器需要消磁， 恢復(fù)二極管 VD 3和繞組 N3就是為此而 N3 中，開關(guān)斷開 設(shè)， 勵磁能量通過它們反饋到輸入側(cè)。 若繞組 N1中蓄積的能量全部轉(zhuǎn)移到繞組 瞬間“安匝相等 ”原理仍然成立，則繞組 N3的勵磁電流 I3為 N1 N3 把 I1=VI tON / L1代入上式，得 N1 VI N3 L1 又，繞組 N3 的勵磁電感與繞組 N1的勵磁電感的關(guān)系為 10 L3 L1 恢復(fù)二極管 VD3 變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)，變壓器以輸入電壓 VI 進行消磁。為消除 I1=VI tON /

17、 L1的 勵磁電流 I1 ，必要的時間類似 I1=VI tON /L1，即 tre L3 I 3 tre L3 VI 把上式 L3、 I 3分別用前兩式代入上式，整理得 tre N3 N1 L1 N1 1 N3 VI 1 LI1 tON VI N3 NN31 tON 為防止變壓器磁飽和，必須在開關(guān)斷開期間變壓器完全消磁， tre tOFF = 1 D T N3 N1 tON1 D T 因此，正激變換器的電壓變比限制為 比如，本例中 N1 =27 ， N3 =29， D N1 N1 N3 N1 N1 N3 27 27 29 0.482 Dmax （=0.425）。 7.3.8 MOSFET 的選

18、用 1 MOSFET 的電壓峰值 根據(jù) 式（ 7-38），計算 VT 1上的電壓峰值 Vdsp 為 Vdsp =350 3 28.2 103 3 6 1.2 10 6 2 4.3 10 3 5 10 6 690V 實際上， MOSFET 的漏 -源極之間的還疊加有幾十伏的浪涌電壓，波形如 圖 7-31 所示。 11 圖 7-32 主開關(guān)元件上的電壓與電流波形 圖 7-31 加在主開關(guān)元件上的電壓 Vds 波形 2 MOSFET 的電流及功耗 根據(jù)變壓器安匝相等原理， MOSFET 的漏極電流平均值 I ds為 Ids=IO NN21 =20 227 1.48A Ids1= Ids 0.9=1.

19、48 0.91.33A I ds2 = Ids 1.1=1.48 1.1 1.63A 式中， Ids1、 I ds2分別是開關(guān)管導(dǎo)通期間前、后沿峰值電流，與電流平均值 Ids有 10%的差值。 VT 1的電壓和電流波形如 圖7-32 所示， VT 1的總功耗 PQ1為 PQ1= 61T V IminIds1t13Vds(sat)I ds1Ids2t2VdspIds2t3 7-40) 根據(jù)電感電流的變化量為 20%，確定 Ids 的前峰值 I ds1和后峰值 I ds2分別為 式中， Vds(sat) 是 MOSFET 導(dǎo)通電壓，一般為在 2V 以下。 采用功率 MOSFET 計算功耗時應(yīng)注意：

20、 1)PN 結(jié)溫度 Tj 越高，導(dǎo)通電阻 Rds 越大， Tj 超過 100時， Rds 一般為產(chǎn)品手冊中給出 值的 1.52 倍。 12 （2）功率 MOSFET 功耗中，由于 Rds占的比例比較高， 必要時加寬 tON進行計算。 即在VIm ax 時，采用 tON min條件，或者 VIm in時，采用 tON max條件進行計算。另外，在 tOFF 期間，由于功率 MOSFET 的漏極電流極小，其功耗可忽略不計。 因為 tON max =2.1，s t1采用 MOSFET 產(chǎn)品手冊中給出的上升時間，t3采用下降時間。這里， 取 t1=0.1s， t3 =0.1s，則 t 2 =2.1-0

21、.1-0.1=1.9 s 由式( 7-40)，求得 PQ1 為 PQ1 = 1 200 1.33 0.1 3 1.7 1.33 1.63 1.9 720 1.63 0.1 5.3W Q1 6 5 式中， Vds(sat)取 1.7V。 結(jié)溫 Tj 控制在 120，環(huán)境溫度最高為 50時，需要的散熱器的熱阻 Rfa 為 max Tamax Rjc PQ1 120 50 1.0 5.3 = 12.2 /W PQ1 由此，需要 定散熱器的大小。 12.2 /W 的散熱器，這時， 散熱器大小與溫升一例如 5.3 （ 7-41） 由冷卻方式是采用自然風(fēng)冷還是風(fēng)扇強迫風(fēng)冷來決 圖 7-33 所示。 圖 7

22、-33 功耗與溫升的關(guān)系 7.3.9 恢復(fù)二極管的選用 恢復(fù)二極管選用高壓快速二極管，特別注意反向恢復(fù)時間要短。 1VD 3的反向耐壓 在 tON 期間 VD 3反偏，正極相當(dāng)于接地， 加在 VD 3上的反向電壓等于電源電壓。 當(dāng)輸入電壓 13 最大時， VD 3 反偏電壓 Vrd 3 =350V 。 2VD 4的反向耐壓 在 tON期間 VD 4反偏，加在 VD 4上的反向電壓 Vrd 4為電源電壓與恢復(fù)繞組感應(yīng)電壓的疊加， 當(dāng)輸入電壓最高時， VD 4 反偏電壓 Vrd4 為 N329 Vrd4 =VIm ax 1 3 =350 1726V（ 7-42） rd 4 ImaxN127 7.3

23、.10 輸出二極管的選用 輸出二極管選用低壓大電流 SBD ，特別注意反向恢復(fù)時間要短。 這是因為 MOSFET 通斷時， 由于二極管反向電流影響初級側(cè)的開關(guān)特性，功耗增大的緣故。 1整流二極管 VD 1的反向耐壓 在 tOFF 期間，由于輸出濾波電感反激， 續(xù)流二極管 VD2 導(dǎo)通，主繞組 N1感應(yīng)電壓 V1 =330V ； 次級 N2電壓加在整流二極管 VD 1的兩端，因此， VD 1的反向電壓 Vrd1為 Vrd1 =V1 N2 =325 2 24V（ 7-43） rd 1 1 N127 實際上，開關(guān)管截止時有幾十伏的浪涌電壓疊加在這電壓上。 2續(xù)流二極管 VD 2 的反向耐壓 在 tO

24、N期間 VD 1導(dǎo)通，加在續(xù)流二極管 VD 2上的反向電壓 Vrd 2與變壓器次級繞組電壓的最大 值V2 max 相同，即 V2max =VIm ax N2 =350 2 26V（ 7-44） N127 實際上，開關(guān)管導(dǎo)通時有幾 V 浪涌電壓疊加在這電壓上。加在 VD 1、 VD 2 導(dǎo)通上的電壓波 形如 圖 7-34 所示。 a）整流二極管 VD1 兩端的電壓波形 b）續(xù)流二極管 VD1 兩端的電壓波形 14 圖 7-34 輸出二極管電壓波形 整流二極管 VD 1的功耗 Pd1為 7-45) Pd1=VFIOtOTNVrd1IrtOFFTtrrT10Vrd1Irr (t)dt 續(xù)流二極管 V

25、D 2的功耗 Pd2 為 Pd2=VF IOtOTFFVrd2IrtONTtrrT10Vrd2Irr (t)dt 7-46) 式中， Ir 為反向電流， trr 為反向恢復(fù)時間， 均采用產(chǎn)品手冊上給出的數(shù)值。有功耗時， 出二極管的電壓和電流波形如 圖 7-35 所示。 b）續(xù)流二極管 VD1 兩端的電壓波形 I1為 （ a）整流二極管 VD1 兩端的電壓波形 7.3.11 變壓器參數(shù)的計算 MOSFET 的漏極電流平均值 Ids 為就是變壓器初級電流的平均值，因此 I1 =1.48A 正激式開關(guān)電源初、次級的電流同相，且均為梯形波。根據(jù)前述梯形波電流的有效值的公式 I1 rms = I1P D

26、3 1 K K 2 式中， K是梯形波電流的前峰值 I1B與后峰值 I1P的比值，即 K =I1B/I1P。 本電路 I ds1就是 I1B ， I ds2就是 I1P，則 15 K =Ids1/ Ids2 =0.9 I1 /1.1 I1 0.82 初級電流的有效值 I1rms 為 D 2 0.42 2 I1rms = 1.1 Ids1 K K 2 =1.1 1.48 1 0.82 0.822 0.96A 1rms ds 3 3 或用簡單公式 I1rms = I ds D =1.48 0.42 0.96A 次級電流的有效值 I2rms 為 N127 I2rms = I1rms =0.96 12

27、.95A 2rms 1rms N22 恢復(fù)繞組電流的有效值 I3rms 為 N127 I 3rms = I1rms1 =0.96 0.89A N329 自然風(fēng)冷時電流密度 Jd 選為 24（A/mm 2），強迫風(fēng)冷時選為 35（A/mm 2）較適宜。根 據(jù)電流的有效值， 變壓器初級繞組使用的銅線 0.6，電流密度為 3.4（ A/mm 2），次級繞組使用 的銅線 0.3 9，電流密度為 4.8（ A/mm 2），恢復(fù)繞組的銅線 0.6，電流密度為 3.15（ A/mm 2）。 7.3.12 輸出扼流圈的計算 輸出扼流圈用磁芯有 EI （ EE）磁芯、環(huán)形磁芯、鼓形磁芯等。設(shè)計時注意事項與變壓器 樣，磁通不能飽和，溫升應(yīng)在允許范圍內(nèi)。使用的磁芯也與變壓器一樣，采用EI-28 ，電感量在 4.6H以上。 因為流經(jīng)線圈中的電流為 20A ，所以，使用 0.5mm 9mm 的銅條，電流密度為 20 0.5 9 4.44A/mm A1-Value 之間的關(guān)系如 采用上述銅條可以計算出最多