數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)應(yīng)用與仿真-092413資料

1、摘要 與模擬通信相比， 數(shù)字通信具有許多優(yōu)良的特性， 它的主要缺點(diǎn)就是設(shè)備復(fù) 雜并且需要較大的傳輸帶寬。 近年來(lái)， 隨著大規(guī)模集成電路的出現(xiàn)， 數(shù)字系統(tǒng)的 設(shè)備復(fù)雜程度和技術(shù)難度大大降低， 同時(shí)高效的數(shù)字壓縮技術(shù)及光纖等大容量傳 輸介質(zhì)的使用，使得數(shù)字傳輸方式日益受到歡迎。 目前，雖然數(shù)字基帶傳輸不如帯通傳輸那樣廣泛應(yīng)用，但對(duì)于基帶傳輸系統(tǒng) 的研究仍是十分有意義的。 文中首先針對(duì)要求進(jìn)行了相關(guān)理論的探討， 并采用 SIMULLINK軟件對(duì)所設(shè)計(jì) 的基帶傳輸系統(tǒng)進(jìn)行了仿真分析，進(jìn)一步加深了對(duì)數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)的認(rèn)識(shí)。 關(guān)鍵詞 ： 數(shù)字基帶傳輸 ,SIMULINK 隨著數(shù)字技術(shù)的飛速發(fā)展與數(shù)字器件的

2、廣泛使用 , 數(shù)字信號(hào)處理在通信 系統(tǒng)中的應(yīng)用已經(jīng)越來(lái)越重要。 數(shù)字信號(hào)傳輸系統(tǒng)分為基帶傳輸系統(tǒng)和頻帶傳輸 系統(tǒng)，本次綜合訓(xùn)練就是為了研究數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)而進(jìn)行的。 數(shù)字信號(hào)的傳輸方式按其在傳輸中對(duì)應(yīng)的信號(hào)的不同可分為數(shù)字基帶傳輸 系統(tǒng)和數(shù)字頻帶傳輸系統(tǒng)。 不使用調(diào)制和解調(diào)而直接傳輸數(shù)字基帶信號(hào)的系統(tǒng)稱 為數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)。 雖然在實(shí)際使用的數(shù)字通信系統(tǒng)中基帶傳輸不如頻帶傳輸 那樣廣泛，但是，對(duì)于基帶傳輸系統(tǒng)的研究仍然是十分有意義的。 1） 在頻帶傳 輸制式里同樣存在基帶傳輸?shù)膯?wèn)題 （ 如碼間干擾等 ） ，因?yàn)樾诺赖暮x是相對(duì)的， 若把調(diào)制解調(diào)器包括在信道中 （如廣義信道 ），則頻帶傳輸就變成

3、了基帶傳輸。 可 以說(shuō)基帶傳輸是頻帶傳輸?shù)幕A(chǔ)。 2） 隨著數(shù)字通信技術(shù)的發(fā)展，基帶傳輸這種 方式也有迅速發(fā)展的趨勢(shì)。 目前 , 它不僅用于低速數(shù)據(jù)傳輸 , 而且還用于高速數(shù)據(jù) 傳輸。3） 理論上也可以證明， 任何一個(gè)采用線性調(diào)制的頻帶傳輸系統(tǒng)， 總是可以 由一個(gè)等效的基帶傳輸系統(tǒng)所替代。 目錄 第 1 章 基帶傳輸系統(tǒng)的方案設(shè)計(jì) 4 1.1 基帶系統(tǒng)傳輸模型與工作原理 4 1.2 基帶系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案 4 1.2.1 信源 4 1.2.2 發(fā)送濾波器和接收濾波器 5 1.2.3 信道 5 1.2.4 抽樣判決器 5 1.3 基帶系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的碼間干擾與噪聲干擾 5 第 2 章 基帶通信系統(tǒng)的仿真分

4、析 7 2.1 信源 7 2.2 發(fā)送濾波器和接收濾波器、信道 8 2.3 抽樣判決器 8 第 3 章 仿真結(jié)果分析 10 3.1 基帶傳輸系統(tǒng)設(shè)計(jì)總圖及各點(diǎn)輸出波形 10 3.2 眼圖觀測(cè)結(jié)果 11 3.3 發(fā)送信號(hào)與接收信號(hào)的功率譜 12 3.4 傳輸過(guò)程中的誤碼率 12 3.5 遇到的問(wèn)題及解決方案 12 總結(jié) 13 參考文獻(xiàn) 14 致謝 15 第 1 章 基帶傳輸系統(tǒng)的方案設(shè)計(jì) 1.1 基帶系統(tǒng)傳輸模型與工作原理 基帶系統(tǒng)傳輸模型如圖 1.1 所示。 n(t) (1) 系統(tǒng)總的傳輸特性為 H()=GT()C( )GR()，n(t) 是信道中的噪聲。 ( 2) 基帶系統(tǒng)的工作原理： 信源

5、是不經(jīng)過(guò)調(diào)制解調(diào)的數(shù)字基帶信號(hào)， 信源在發(fā) 送端經(jīng)過(guò)發(fā)送濾波器形成適合信道傳輸?shù)拇a型，經(jīng)過(guò)含有加性噪聲的有線信道 后，在接收端通過(guò)接收濾波器的濾波去噪， 由抽樣判決器進(jìn)一步去噪恢復(fù)基帶信 號(hào)，從而完成基帶信號(hào)的傳輸。 1.2 基帶系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案 1.2.1 信源 ( 1) 常見(jiàn)的基帶信號(hào)波形有：?jiǎn)螛O性波形、雙極性波形、單極性歸零波形和雙 極性歸零波形。雙極性波形可用正負(fù)電平的脈沖分別表示二進(jìn)制碼“ 1”和“0”， 故當(dāng)“1”和“O”等概率出現(xiàn)時(shí)無(wú)直流分量，有利于在信道中傳輸，且在接收端 恢復(fù)信號(hào)的判決電平為零， 抗干擾能力較強(qiáng)。 而單極性波形的極性單一， 雖然易 于用 TTL，CMOS電路產(chǎn)生，

6、但直流分量大，要求傳輸線路具有直流傳輸能力，不 利于信道傳輸。 ( 2) 歸零信號(hào)的占空比小于 1，即：電脈沖寬度小于碼元寬度，每個(gè)有電脈沖 在小于碼元長(zhǎng)度內(nèi)總要回到零電平，這樣的波形有利于同步脈沖的提取。 ( 3) 基于以上考慮采用雙極性歸零碼曼徹斯特碼作為基帶信號(hào)。 1.2.2 發(fā)送濾波器和接收濾波器 基帶系統(tǒng)設(shè)計(jì)的核心問(wèn)題是濾波器的選取， 根據(jù)分析，為了使系統(tǒng)沖激響應(yīng) h(t) 拖尾收斂速度加快， 減小抽樣時(shí)刻偏差造成的碼間干擾問(wèn)題， 要求發(fā)送濾波 器應(yīng)具有升余弦滾降特性； 要得到最大輸出信噪比， 就要使接收濾波器特性與其 輸入信號(hào) 的頻譜共 扼 匹配 同時(shí) 系統(tǒng) 函數(shù) 滿足： H( )

7、=GT( )GR( ) 考 慮 在 t0 時(shí) 刻 取 樣 ， 上 述 方 程 改 寫 為 H( )=GT( ) ，GR() ，于是求解出， 因此，在構(gòu)造最佳基帶傳輸系統(tǒng)時(shí)要使用平方根升余弦濾波器作為發(fā)送端和接收 端的濾波器。 1.2.3 信道 信道是允許基帶信號(hào)通過(guò)的媒質(zhì)， 通常為有線信道， 如市話電纜、 架空明線 等。信道的傳輸特性通常不滿足無(wú)失真?zhèn)鬏敆l件， 且含有加性噪聲。 因此本次系 統(tǒng)仿真采用高斯白噪聲信道。 1.2.4 抽樣判決器 抽樣判決器是在傳輸特性不理想及噪聲背景下，在規(guī)定時(shí)刻 ( 由位定時(shí)脈沖 控制) 對(duì)接收濾波器的輸出波形進(jìn)行抽樣判決，以恢復(fù)或再生基帶信號(hào)。抽樣判 決關(guān)鍵在

8、于判決門限的確定，由于本次設(shè)計(jì)采用雙極性碼，故判決門限為0。 1.3 基帶系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的碼間干擾與噪聲干擾 碼間干擾及噪聲干擾將造成基帶系統(tǒng)傳輸誤碼率的提升， 影響基帶系統(tǒng)工作 性能。 1.3.1 碼間干擾及解決方案 碼間干擾： 由于基帶信號(hào)受信道傳輸時(shí)延的影響， 信號(hào)波形將被延遲從而擴(kuò) 展到下一碼元，形成碼間干擾，造成系統(tǒng)誤碼。 解決方案： (1) 要求基帶系統(tǒng)的傳輸函數(shù) H() 滿足奈奎斯特第一準(zhǔn)則。若不能滿足奈奎 斯特第一準(zhǔn)則，在接收端加入時(shí)域均衡，減小碼間干擾。 (2)基帶系統(tǒng)的系統(tǒng)函數(shù) H() 應(yīng)具有升余弦滾降特性。如圖 1.2 所示。這樣 對(duì)應(yīng)的 h(t) 拖尾收斂速度快，能夠減小抽

9、樣時(shí)刻對(duì)其他信號(hào)的影響即減小碼間 干擾。 圖 1.2 升余弦滾降特性 1.3.2 噪聲干擾及解決方案 噪聲干擾：基帶信號(hào)沒(méi)有經(jīng)過(guò)調(diào)制就直接在含有加性噪聲的信道中傳輸， 性噪聲會(huì)疊加在信號(hào)上導(dǎo)致信號(hào)波形發(fā)生畸變。 解決方案： （ 1）在接收端進(jìn)行抽樣判決； （ 2）匹配濾波，使得系統(tǒng)輸出信噪比最大。 第 2 章 基帶通信系統(tǒng)的仿真分析 2.1 信源 曼徹斯特的編碼規(guī)則是這樣的，即將二級(jí)制碼“ 1”編成“ 10 ，將“ 0”碼 編成“ 01”，在這里由于采用了二進(jìn)制雙極性碼，則將“ 1”編成“ +1-1 ”碼，而 將“0”碼編成“-1+1”碼。根據(jù) 31 小節(jié)的理論分析，采用 SIMULINK中的

10、 Bernoulli Binary Generator（ 不歸零二進(jìn)制碼生成器 ） 、 Unipolar to Bipolar Converter （單極性向雙極性轉(zhuǎn)換器） 、Pulse Generator（ 脈沖生成器 ） 、Constant（ 常數(shù)源 模塊） 、Add（加法器）、Product （乘法器）、Scope（示波器 ） 構(gòu)成曼徹斯特碼的生 成電路。 模型連接方法如圖 2.1 所示： 圖 2.1 信源的連接模塊 圖 2.2 曼切斯特碼 模塊參數(shù)設(shè)置： Bernoulli Binary Generator（ 不歸零二進(jìn)制碼生成器 ） 的 Prpbability of a zero（

11、零碼概率 ）設(shè)為 05，Sample time（ 采樣時(shí)間 ）設(shè)為 0.001 。 Pulse Generator（ 脈沖生成器 ） 的 Amplitude（ 幅度） 設(shè)為 2，Period 設(shè)為 2，Pulse width （ 脈沖寬度）設(shè)為 1，占空比為 1/2， Phase delay（ 相位延遲 ）設(shè)為 0，表 示不經(jīng)過(guò)延遲， Sample time 設(shè)置為 1/2000 。 Unipolar to Bipolar Converter（單極性向雙極性轉(zhuǎn)換器）的 M-ary number 設(shè)為 2。Constant（ 常數(shù)源模塊 ）的 Constant value 設(shè)為-1。 Berno

12、ulli Binary Generator 用于產(chǎn)生 1 和 0 的隨機(jī)信號(hào)，經(jīng)過(guò) Unipolar to Bipolar Converter 變?yōu)殡p極性信號(hào)； Pulse Generator 用于產(chǎn)生占空比為 1/2 的單極性歸零脈沖 （2020） ，經(jīng)過(guò) Add 加法電路減一后成為雙極性脈沖 （+1-1+1-1） 。兩路雙極性信號(hào)成為乘法器 Product 的輸入， 相乘后的結(jié)果是： 第 1 路不歸零碼的 1 碼與第 2 路 （+1-1） 碼相乘得到 （+1-1） ，第 1 路 -1 碼與第 2 路 （+1-1） 碼相乘得到 （-1+1） 碼，這就是曼徹斯特碼。 2.2 發(fā)送濾波器和接收濾

13、波器、信道 為了減小碼間干擾， 在最大輸出信噪比時(shí)刻輸出信號(hào)， 減小噪聲干擾， 傳輸 模塊由 Upsample（內(nèi)插函數(shù) ） 、 Discrete Filter根升余弦傳輸濾波器、 AWGN Channel（ 高斯信道 ） 、 Discrete Filter根升余弦接收濾波器模塊組成，其設(shè)計(jì) 框圖如圖 2.3 所示： 圖 2.3 傳輸模塊 模塊參數(shù)設(shè)置： Upsample 的 Upsample factor 設(shè)為 10， Discrete Filter 根升余弦傳輸濾波器的 Numerator 設(shè)為 rcosine（2,10,fir/sqrt,0.5,10） ， Sample time 設(shè)為

14、1/10000，AWGN Channel高（ 斯信道）的Mode選為 SNR，SNR設(shè) 為 11，Discrete Filter根升余弦接收濾波器設(shè)置與傳輸濾波器模塊相同。 23 抽樣判決器 利用 Pulse Generatorl 、Product 、Relay 、Triggered Subsystem、Downsample 構(gòu)成抽樣判決電路，并通過(guò) Pulse Generatorl 、Constant 、 Add、Product 模塊 對(duì)接收到的曼徹斯特碼進(jìn)行解碼，其抽樣判決電路及曼徹斯特碼解碼電路如圖 2.4 所示： 圖 2.4 抽樣判決電路 模塊參數(shù)設(shè)置： Pulse Generator

15、l 的 Amplitude 設(shè)為 1， Period 設(shè)為 10， Pulse width 設(shè)為 1， Sample time 設(shè)為 1/20000 ；Relay 的 Switch on point 和 Switch off point 都設(shè)為 0，Output when on 設(shè)為 1，Output when off 設(shè)為 -1 ， 當(dāng)采樣點(diǎn)的幅值大于 0 則判為 1，小于 0 則判為 -1 ；Downsample的 Downsample factor 設(shè)為 10；曼徹斯特碼解碼模塊與編碼模塊設(shè)置相同。兩路雙極性信號(hào)成 為乘法器 Product 的輸入，相乘后的結(jié)果是：第 1 路不歸零碼的(

16、 +1-1 )碼與第 2 路(+1-1) 碼相乘得到 +1 碼，第 1 路( -1+1 )碼與第 2 路(+1-1) 碼相乘得到 -1 碼，這就對(duì)曼徹斯特碼進(jìn)行了解碼。 第 3 章 仿真結(jié)果分析 3.1 基帶傳輸系統(tǒng)設(shè)計(jì)總圖及各點(diǎn)輸出波形 基帶傳輸系統(tǒng)的設(shè)計(jì)總圖以及傳輸過(guò)程中的各點(diǎn)波形分別如圖 3.1 所示： 圖 3.1 基帶傳輸系統(tǒng)的總圖 Scope1 的波形如圖 3.2 所示： 圖 3.2 Scope1 的波形 第一行波形是對(duì)曼徹斯特碼進(jìn)行 10 被升速率采樣后的波形，將該信號(hào)送到 傳輸濾波器中， 濾除高頻成分得到第二行波形， 第三行是第二行波形進(jìn)過(guò)加性高 10斯白噪聲信道傳輸并通過(guò)接收濾

17、波器濾除噪聲后的波形， 第四行是經(jīng)過(guò)抽樣判決 器抽樣和判決再生產(chǎn)生的曼徹斯特碼。 Scope2 的波形如圖 3.3 所示： 圖 3.3 Scope2 的波形 從圖中的波形來(lái)看， 傳輸是有效的。 第一行是信源端發(fā)送的信號(hào)波形， 第二 行是接收端收到的信號(hào)波形， 與第一行的基帶信號(hào)比較， 波形相同， 這說(shuō)明所設(shè) 計(jì)的基帶系統(tǒng)沒(méi)有產(chǎn)生誤碼，達(dá)到了抗碼間干擾和抗噪聲干擾的目的。 3.2 眼圖觀測(cè)結(jié)果 下圖為接收濾波器觀察到的眼圖， 從圖中可看出，在信噪比為 15 dB下觀察眼圖， “眼睛”睜開(kāi)的角度很大，且沒(méi)有“雜線” ，說(shuō)明系統(tǒng)在該信噪比下具有很好的 抗碼間干擾能力。眼圖如圖 3.4 所示： 圖 3

18、.4 眼圖觀測(cè)結(jié)果 11 圖 3.5 發(fā)送信號(hào)與接收信號(hào)的功率譜 左邊為發(fā)射信號(hào)功率譜 , 左邊為及接收信號(hào)功率譜 3.4 傳輸過(guò)程中的誤碼率 加性高斯白信道信噪比如圖 3.6 所示： 當(dāng)加性高斯白信道信噪比 當(dāng)加性高斯白信道信噪比 (SNR)為 11dB 時(shí)誤碼率約為 0.0002 (SNR)為 12dB 時(shí)誤碼率約為 0.00003 當(dāng)加性高斯白信道信噪比 (SNR)為 13dB 時(shí)誤碼率為 0 圖 3.6 加性高斯白信道信噪比 通過(guò)上圖的分析 , 誤碼率產(chǎn)生的主要原因是信道中信噪比的大小 ,噪聲過(guò)大 會(huì)對(duì)信號(hào)造成干擾 , 從而使接收端產(chǎn)生誤碼。 3.5 遇到的問(wèn)題及解決方案 ( 1) 噪聲功率過(guò)大使誤碼率過(guò)大 , 提高加性高斯白噪聲信道的信噪比，減小噪 聲功率使信號(hào)得到有效傳輸。 ( 2) 接收波形與發(fā)送波形有延時(shí)，誤碼率太大，調(diào)整 Integer Delay 的延時(shí)參 數(shù)，使發(fā)送信號(hào)波形與接收信號(hào)波形同步。 ( 3) 課程設(shè)計(jì)過(guò)程中多次出現(xiàn)錯(cuò)誤提示， 通過(guò)修改模塊參數(shù)、 算法以及某些模 塊的取舍消除錯(cuò)誤。 12 總結(jié) （ 1） 噪聲功率過(guò)大使誤碼率過(guò)大 , 提高加性高斯白噪聲信道的信噪比，減小噪 聲功率