微波放大器的設計與實現(xiàn)畢業(yè)設計論文

1、畢業(yè)設計（論文）任務書畢業(yè)設計（論文）任務書 課題的意義及培養(yǎng)目標：課題的意義及培養(yǎng)目標： 由于近年來無線通信、衛(wèi)星通信、全球定位系統(tǒng)、雷達及無線接入系 統(tǒng)的發(fā)展，新型半導體器件的研制使得高速數(shù)字系統(tǒng)和高頻模擬系統(tǒng)不斷 擴張，達到微波頻段。微波放大器作為上述系統(tǒng)的前端部分，已經(jīng)在這些 系統(tǒng)得到廣泛的應用。而且現(xiàn)在對這些通信系統(tǒng)的要求是通信距離越來越 遠，接受的靈敏度越來越高，體積越來越小，相應的對微波放大器的基本 要求是：（1）頻帶寬，相位線性好。由于微波晶體管從直流到微波的寬 頻帶范圍內都具有放大能力，因此易于實現(xiàn)寬帶化。它的帶寬主要受匹配 網(wǎng)絡的限制；（2）穩(wěn)定性好，可靠性高。通常微波晶體

2、管放大器都是二 端口傳輸型放大器，穩(wěn)定性和可靠性都比其它類型的放大器要好；（3） 噪聲低，低噪聲微波晶體管放大器的噪聲系數(shù)可以做的很低，優(yōu)于行波放 大器和隧道二級管放大器的噪聲系數(shù)；（4）動態(tài)范圍大，微波晶體管放 大器功率增益 1 分貝壓縮點達毫瓦量級，因此動態(tài)范圍大；（5）體積小， 重量輕，耗電少，易于實現(xiàn)標準化和集成化。 通過本設計旨在培養(yǎng)學生獨立分析問題、解決問題的能力和綜合運用 知識的能力，加深對所學基礎知識的理解。同時使學生了解本學科的前沿 同時掌握必備的基礎知識。 設計（論文）所需收集的原始數(shù)據(jù)與資料：設計（論文）所需收集的原始數(shù)據(jù)與資料： 相關資料： 1）微波放大器原理。 2）微

3、波器件使用手冊。 3）eda 技術。 4）matlab 仿真技術。 5）非線性電子線路。 6）閱讀 2000-2007 年國內外期刊相關論文不少于 15 篇。 課題的主要任務（需附有技術指標分析）：課題的主要任務（需附有技術指標分析）： 本放大器是完善 damb（數(shù)字音頻媒體廣播）系統(tǒng)的室內接入而設計的。 由于 damb 接受的是衛(wèi)星信號，需要把該信號從天線上接下來放大，然后 再將放大的信號送給室內發(fā)射天線，這樣就可以不受高大建筑物的阻擋而 實現(xiàn)室內接受。 任務要求： 1、頻率范圍：1452-1492mhz； 2、增益：g=46db； 3、噪聲系數(shù)：nf-2.5； 4、輸入功率：-80dbm；

4、 5、輸出功率：-34dbm。 設計（論文）進度安排及完成的相關任務（以教學周為單位）：設計（論文）進度安排及完成的相關任務（以教學周為單位）： 周周 次次設計（論文）任務及要求設計（論文）任務及要求 13 學生根據(jù)課題的要求聯(lián)系實習，并進行調研和收集資料。 4完成開題報告 59 學習必要的軟硬件知識，進行畢業(yè)設計 10畢業(yè)設計中期檢查 1112 完善設計方案，完成預期的設計目標。 1316 整理設計結果，撰寫畢業(yè)論文 學生簽名： 日期： 指導教師： 日期： 教研室主任： 日期： 摘摘 要要 本文對微波放大器的設計進行了研究。 首先介紹了通信的發(fā)展對微波放大器的要求，微波晶體管放大器的發(fā)展，微

5、波放 大器設計的發(fā)展。隨后分別分析了微波頻段的傳輸線;電阻、電容、電感在微波頻段下 的特性;微波放大器的設計原理，包括穩(wěn)定性分析、噪聲系數(shù)圓、放大器的功率關系和 等功率圓;最后設計并實現(xiàn)了微波放大器。 本文的工作主要體現(xiàn)在數(shù)字音頻媒體廣播接收系統(tǒng)中1.472ghz的三級微波放大器 的設計和實現(xiàn)。詳細討論了用smith圓圖進行電路匹配，并用matlab軟件進行smith圓 圖上等噪聲系數(shù)圓，等功率圓的繪制。分析了射頻扼流圈使用對微波放大器的影響。 隨后討論了在實際制作微波放大器時，放大器的接地問題，在pcb上的元器件的布局和 元器件之間的電氣連接。 最后，文中給出了1.472ghz三級放大器的測

6、試系統(tǒng)和測試結果。 關鍵詞關鍵詞：微波放大器，smith圓圖，射頻扼流圈，噪聲系數(shù)圓 microwave amplifier design and research abstract this paper deals with the process of microwave amplifier design and research. first, the background, history of microwave transistor amplifier and design technology of microwave amplifier are introduced, alon

7、g with theory and related knowledge of technology. the authors main research work is focused on the design and realization of three stages microwave amplifier, working on 1.472ghz, used in digital audio media broadcast. in the design process of amplifier, the author applies the smith chart to design

8、 match network, and utilizes the matlab to plot noise circle and gain circle on the smith chart. then, impact of rf choke on microwave amplifier, good device grounded and device layout and electrical join are analyzed in detail. finally, the test system and measurement data of three stages amplifier

9、 are provided. key words: microwave amplifier, smith chart, rf choke, noise circle 目目 錄錄 摘要.i abstract.ii 1 研制背景和意義.1 1.1 通信的發(fā)展對微波放大器的要求 .1 1.2 微波晶體管放大器的發(fā)展 .1 1.3 微波放大器設計的發(fā)展 .2 1.4 本文的主要工作和章節(jié)安排 .2 2 微波放大器的設計原理.4 2.1 單級放大器的詳細模型 .4 2.2 放大器的特性指標 .4 2.3 微波頻段的傳輸線和元件 .5 2.3.1 傳輸線與波的傳播.5 2.3.2 微帶線.7 2.3.3

10、高頻電阻高頻電容高頻電感.9 2.3.4 微波場效應晶體管.11 2.3.5 fet 的 s 參量.13 2.4 微波放大器的設計原理 .16 2.4.1 用 smith 圓圖進行匹配網(wǎng)絡的設計.16 2.4.2 放大器穩(wěn)定性判定.20 2.4.3 噪聲系數(shù)圓.21 2.4.4 放大器的功率增益分析.22 3 微波放大器的具體實現(xiàn).24 3.1 設計任務要求及流程圖 .24 3.2 器件選擇及實現(xiàn)方案 .24 3.3 設計步驟 .28 3.4 放大器電路實際制作需要考慮的其他因素 .32 3.4.1 微帶線的彎曲.32 3.4.2 射頻扼流圈的應用.34 3.4.3 偏置電路的分析和實施.36

11、 4 設計結果及測量數(shù)據(jù).38 5 結束語.42 致謝.43 參考文獻.44 附錄.45 1 1 研制背景和意義研制背景和意義 1.11.1 通信的發(fā)展對微波放大器的要求通信的發(fā)展對微波放大器的要求 由于近年來無線通信、衛(wèi)星通信、全球定位系統(tǒng)、雷達及無線接入系統(tǒng)的發(fā)展， 新型半導體器件的研制使得高速數(shù)字系統(tǒng)和高頻模擬系統(tǒng)不斷擴張，達到微波頻段。 微波放大器作為上述系統(tǒng)的前端部分，己經(jīng)在這些系統(tǒng)得到廣泛的應用。而且現(xiàn)在對 這些通信系統(tǒng)的要求是通信距離越來越遠，接收的靈敏度越來越高，體積越來越小， 相應的對微波放大器的基本要求是: (a) 頻帶寬，相位線性好。由于微波晶體管從直流到微波的寬頻帶范圍

12、內都具有 放大能力，因此易于實現(xiàn)寬帶化。它的帶寬主要受到匹配網(wǎng)絡的限制。 (b) 穩(wěn)定性好，可靠性高。通常微波晶體管放大器都是二端口傳輸型放大器，穩(wěn) 定性和可靠性都比其它類型的放大器更好。 (c) 噪聲低，低噪聲微波晶體管放大器的噪聲系數(shù)可以作的很低，優(yōu)于行波放大 器和隧道二極管放大器的噪聲系數(shù)。 (d) 動態(tài)范圍大，微波晶體管放大器的功率增益1分貝壓縮點達毫瓦量級，因此動 態(tài)范圍大。 (e) 體積小，重量輕，耗電少，易于實現(xiàn)標準化和集成化。 1.21.2 微波晶體管放大器的發(fā)展微波晶體管放大器的發(fā)展 微波放大器通常是隨著放大器件的生產(chǎn)和工藝技術的改進而發(fā)展的。微波晶體管 放大器也是如此。它隨

13、著微波晶體管的生產(chǎn)和工藝技術的發(fā)展而發(fā)展，40年代末期， 世界上第一只半導體三極管問世，由于其體積小，重量輕，省電等優(yōu)點，受到了極大 的重視。并迅速發(fā)展成為固體電子器件的一個重要分支。到60年代中期，由于平面外 延工藝的發(fā)展，雙極晶體管的工作頻率跨進了微波頻段，出現(xiàn)了微波雙極晶體管(bjt) 及其相應的放大器。早在1952年，w.肖克萊就提出了場效應晶體管(fet)，但由于當時 工藝技術條件的限制，這種管子還未發(fā)展成為實用固體器件。直到60年代中期，隨著 半導體材料和工藝技術的迅速發(fā)展，fet不但很快成為實用的固體器件，而且緊跟在雙 極晶體管之后迅速進入了微波頻段，出現(xiàn)了微波fet及其相應的放

14、大器。微波雙極晶體 管和微波fet并駕齊驅，使微波晶體管放大器的發(fā)展日新月異。60年代中期，微波晶體 管放大器出現(xiàn)后，由于其頻帶寬，穩(wěn)定性好，省電，簡單等特點，且其噪聲性能也不 差，因而很快取代了相應頻段的隧道二極管放大器。隨著工作頻率的提高和噪聲性能 的改善，到了60年代晚期，微波晶體管放大器開始取代了l和s波段的低噪聲行波管放 大器。1974年第一個c波段的微波晶體管放大器代替了低噪聲行波管放大器投入了軍事 系統(tǒng)的應用?，F(xiàn)在由于技術的成熟再加上微波fet可以達到的工作頻率比微波雙極晶體 管可能達到更高的工作頻率，并且前者的噪聲系數(shù)也比后者低很多，因而在4ghz的頻 率上幾乎都采用場效應管。

15、尤其近幾年，隨著半導體微電子技術的發(fā)展出現(xiàn)了很多性 能優(yōu)越，價格便宜的微波器件從分立元件到mmic，這些都為工程設計提供了很多選擇。 再加上近幾年無線通信的迅猛發(fā)展使得這些器件獲得了廣泛的應用。 1.31.3 微波放大器設計的發(fā)展微波放大器設計的發(fā)展 微波晶體管的內部結構和管殼封裝會形成許多寄生參量。由于這些寄生參量的影 響，以及雙極晶體管的基區(qū)和場效應管的溝道分布特性，使他們在微波頻率上不便于 再用低頻電流電壓的概念及相應的網(wǎng)絡參量(例如，z,y 和h參量等等)來分析。因為這 些參量的測量己變的很困難，以致無法測量，這時用波的概念和相應的網(wǎng)絡參量來分 析較為有利。1965年kkurokawa

16、提出功率波和散射參量(或簡稱s參量)。1967年 bodway用他們來系統(tǒng)地分析微波晶體放大器。微波晶體管尺寸很小，在微波頻率上其 輸入和輸出阻抗較低，因此，無論在結構方面，還是在阻抗匹配方面，它都適合于與 微帶電路等配合應用。在微波晶體管設計思想發(fā)展的同時，微波電路計算機輔助設計 技術也得到了快速的發(fā)展。由于微波電路較難進行微調，在技術性能要求比較嚴格的 放大器中，噪聲系數(shù)，工作頻帶，增益平坦度，輸入輸出駐波比等許多指標不僅要求 苛刻，而且各指標互有矛盾，只能依靠計算機輔助設計(cad)軟件來支持。微波電路 cad技術源于60年代末，大都在美國高等學院進行研究。從70年代中期己有商品軟件投

17、放市場，這就是早期的compact微波無源和有源電路設計軟件。同時國外各大公司的研 究機構也自行開發(fā)自己使用的程序。進入80年代后，不少微波cad軟件公司相繼成立， 微波電路設計軟件的功能不斷增強，作為完整的cad工具己經(jīng)成熟，現(xiàn)在市場上流行的 微波電路設計軟件有microwave office，安杰倫公司的ads2002,ansoft公司的 serenade等。 1.41.4 本文的主要工作和章節(jié)安排本文的主要工作和章節(jié)安排 本文的主要目的是設計與研制微波波段，射頻系統(tǒng)用的微波放大器。作者的主要 工作體現(xiàn)在數(shù)字音頻媒體廣播(damb)接收系統(tǒng)中的1.472ghz的三級放大器的設計和實 現(xiàn).圖

18、1是該放大器的組成框圖。圖中第一級放大器件是晶體管，第二級和第三級放大 器件是單片微波集成電路，mmic。 輸入 匹配網(wǎng)絡 匹配網(wǎng)絡 帶通濾波器 輸出 晶體管 mmicmmic 圖1-1 1.472ghz放大器的組成框圖 該系統(tǒng)接收信號的中心頻率為1.472ghz,帶寬為40mhz。第一級選用fet放大器，其 中輸入匹配網(wǎng)絡為微帶電感和集總電容元件構成，用微帶電感和磁珠代替偏置電路里 的射頻扼流圈。第二級和第三級選用覆蓋工作頻率范圍的微波mmic代替fet，在第二級 和第三級中間使用三階濾波器，以限制帶寬，符合系統(tǒng)要求。 現(xiàn)代的微波，射頻系統(tǒng)常使用如ads2002, microwave off

19、ice等仿真軟件來設計， 這些軟件價格非常昂貴，使用非常復雜。使得大家接觸這些軟件的機會很少，因此在 設計和制作這個放大器時，使用的是matlab和面向windows的smith圓圖等常用的微波， 射頻軟件。引導專業(yè)理論和實際工作緊密的結合。 第二章針對微波放大器的設計原理進行了討論。微波放大器的設計原理是基于微 波網(wǎng)絡，smith圓圖，傳輸線，在smith圓圖上的等噪聲系數(shù)圓，等功率增益圓，等駐 波比圓，以及微波頻率下電路元件的特性及選擇。 第三章對放大器的具體實現(xiàn)做了詳盡的分析和描述。涉及到具體的設計任務，指 標要求，流程圖，晶體管的選擇，電路的穩(wěn)定性，噪聲系數(shù)，匹配網(wǎng)絡的設計，微帶 彎曲

20、，器件接地設計，射頻扼流圈的設計，偏置網(wǎng)絡，pcb的布局，布線等。還包括最 后的測試數(shù)據(jù)及分析等等。 第四章是測試系統(tǒng)和測試數(shù)據(jù)及分析，最后是總結等。 2 2 微波放大器的設計原理微波放大器的設計原理 本章建立了單級微波放大器的模型，給出微波放大器特性指標，分析了微波放大 器的所用的元器件的高頻特性，微波晶體管的二端口網(wǎng)絡結構，及微波放大器設計的 原理和過程。 2.12.1 單級放大器的詳細模型單級放大器的詳細模型 在設計放大器之前先要建立放大器的模型，圖2-1是中心頻率為1.472ghz的一級放大 器的模型，包括直流偏置網(wǎng)絡和匹配網(wǎng)絡。 圖2-1 單級放大器的模型圖 微波放大器與常規(guī)的低頻電

21、路的設計方法完全不同，它需要考慮一些特殊的因素。 尤其是入射電壓波和入射電流波都必須與有源器件良好的匹配，以便降低電壓駐波比， 避免寄生振蕩，正是由于這個原因，穩(wěn)定性分析通常被作為射頻放大器設計工作的第 一個步驟。穩(wěn)定性分析以及增益圓，噪聲系數(shù)圓都是放大器電路設計所必須的基本要 素，然后根據(jù)這些要素才能設計出符合增益，增益平坦度，輸出功率，帶寬和偏置條 件等要求的放大器。 2.22.2 放大器的特性指標放大器的特性指標 一個放大器用下列關鍵參數(shù)來描述它的特性 （1）增益平坦度(以db表示) （2）工作頻率及帶寬(單位:hz) （3）輸出功率(單位:dbm) （4）直流輸入功率(單位:v和a)

22、（5）輸入，輸出反射系數(shù)(vswr) （6）噪聲系數(shù)(以db表示) 此外，還需要考慮其他參數(shù)，如交調失真，諧波，反饋，以及熱效應。這些參數(shù) 的選擇是否合理也都會嚴重影響放大器的性能。 2.32.3 微波頻段的傳輸線和元件微波頻段的傳輸線和元件 當波長可與分立的電路元件的幾何尺寸相比擬時，電壓和電流不再保持空間不變， 必須把他們看作是傳輸?shù)牟āＲ驗榛鶢柣舴螂妷汉碗娏鞫啥紱]有考慮到這些空間變 化， 因此必須采用傳輸線的理論來分析。此外電阻，電容，和電感這些元件的電響應 開始偏離它們的理想頻率特性。微波晶體管也需要專門的理論來分析。本節(jié)對傳輸線 與波進行了分析，然后再討論高頻無源器件在微波頻率下的

23、特性，最后分析了微波場 效應晶體管的結構和它的s參量。 2.3.12.3.1 傳輸線與波的傳播傳輸線與波的傳播 在微波系統(tǒng)中，傳輸線的理論是微波電路的基礎。根據(jù)電磁場理論，低頻電路中 的導線和分立元件都要作為傳輸線來處理。從滿足基爾霍夫定律要求的集總電路分析 到包含有電壓波和電流波的分布電路理論的過渡與波長有關。此過渡是在波長變得越 來越與電路元件的平均尺寸可比擬的過程中逐漸發(fā)生的。根據(jù)經(jīng)驗，當分立的電路元 件平均尺寸，大于波長的十分之一時，應該應用傳輸線理論。 圖2-2是傳輸線的等效電路，取其中dz段的等效電路如圖2-3。圖中， 0 r 0 g 0 l 是傳輸線單位長度的電阻，電導，電感和電

24、容。 0 c l ll ccc r r r r r r 圖2-2 傳輸線等效電路圖 圖2-3 截取的dz段的等效電路 傳輸線上電壓電流滿足方程式為: （2-1） ( ) ( ) du z zi z dz （2-2） ( ) ( ) di z yu z dz 其中, 00 zrjwl 00 ygjwc 解上面的微分方程得傳輸線方程的解 （2-3） 12 ( ) yzyz u zaea e （2-4） 12 0 1 () yzyz iaea e z 其中特征阻抗為 00 0 00 rjwl z gjwc 傳播常數(shù)為，為常數(shù) 0000 ()*()rrjwlgjwc 1 a 2 a 當入射電壓波或電流

25、波沿著傳輸線行進到終端時，如果阻抗不匹配會產(chǎn)生反射電 壓波或電流波，反射電壓波或電流波與入射電壓波或電流 入射波 反射波 圖2-4 入射波和反射波示意圖 波就會發(fā)生波的疊加，產(chǎn)生駐波。用電壓駐波比(vswr)來表示駐波的大小?？梢宰C明， 駐波比，,其中是反射系數(shù)，,為負載阻抗。 0 0 1 1 vswr 0 0 0 0 l l zz zz l z 如果電路是理想匹配，即=0。這時vswr是1， 反之， 在開路線或短路線負載最 0 壞的情況下，vswr趨于無窮。 無耗傳輸線(=0,=0)在離終端 處的輸入阻抗為 0 r 0 gl (2-5) 0 0 0 l in l zjz tg l zz zj

26、z tg l 式中為負載阻抗,為相位常數(shù)， l z2 / z 圖2-5 輸入阻抗分析 當終端短路時，在z處的輸入阻抗為，顯然，這是一個純電 0 ( ) inin zzjz tg zjx 抗。 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 1.522.533.54 f(ghz) z() 圖2-6 短路傳輸線輸入阻抗的幅度與頻率的關系 從圖2-6可以看到這段線路周期性的短路和開路。換句話說，隨著頻率的變化，該線顯 示開路特性或短路特性。 當終端開路時，在z處的輸入阻抗為: 。 (2-6) 0 1 ( ) in in zzjz ctg z j 2.3.22.3.2

27、 微帶線微帶線 多數(shù)電子系統(tǒng)通常都是采用平面印刷電路板(pcb)作為基本介質實現(xiàn)的。載流導帶 下面的接地平面可幫助阻擋額外的場泄漏，降低輻射損耗。用pcb可簡化在板上的無源 和有源器件的連接和降低生產(chǎn)成本。另外，pcb可以通過簡單的改變元件的位置和人工 調節(jié)可調諧電容和電感進行電路的調整。微波放大器是安裝在pcb板上的，在微波頻率 下，還必須考慮蝕刻在pcb上的導體條帶的高頻特性，這時應將pcb作為微帶線來分析。 典型的微帶線結構如圖2-7所示，其中導體帶條寬度為w,厚度為t，介質厚度為h。分析 與計算微帶線的特性阻抗時，一般假設: 1)微帶線是一種不均勻介質填充的傳輸線，它雖不能傳播真正的t

28、em模，但它實際 傳輸?shù)哪Ｊ脚ctem模又十分相似，故假設它即為tem模。 2)目前微帶電路中導電帶條的厚度t一般在5至10微米之間。通常假設t=0。計算微 帶線特性阻抗時，導體厚度t，和介質厚度h相比可以忽略(t/h1；=0.6065，1;=0.6233,1滿足 工作頻帶內絕對穩(wěn)定的條件。可見兩個器件都絕對穩(wěn)定，所以對這兩個器件可以直接 進行匹配。 (b) 在smith原圖上畫出等噪聲系數(shù)圓和等功率圓 如果只考慮功率增益，則按最大功率增益來設計，如果考慮噪聲系數(shù)，則按照要 求的噪聲系數(shù)來設計，根據(jù)放大器的方案確定放大器的噪聲系數(shù)主要是由第一級確定 為了使放大器的功率增益得到滿足，必須綜合考慮第

29、一級的噪聲系數(shù)和功率增益，為 此根據(jù)第二章2.4.3節(jié)的公式(2-23),(2-24),(2-25)所描述的等噪聲系數(shù)圓和2.4.4節(jié) 的公式(2-34),(2-35),(2-36)所描述的等功率圓，并用matlab來編程計算，并圖形化 顯示等噪聲系數(shù)圓，和等功率增益圓。 源程序如下： close all;%close all opened graphs clear all;%clear all variables smith_chart;%create a smith chart global z0; set_zo(s0); %define the s-parameters of the t

30、ransistor sll=0.197*exp(j*(-160)/180*pi); sl2 =0.083*exp(j*(-2.8)/l80*pi); s21 =6.836*exp(j*(103.9)/180*pi); s22 =0.235*exp(j*(47.6)/180*pi); %pick the noise parameters of the transistor fmin_db=1.22 fmin =10(fmin_db/10); rn =4; gopt=0.238*exp(j*-179/180*pi); s_param=s11,s12;s21,s22; %check stabilit

31、y k,delta =k_esfactor(s_param) %compute a noise circle fk_db=2.5;%desired noise performance fk=10(fk_db/10); qk=abs(1+gopt)2*(fk-fmin)/(4*rn/zo);%noise circle parameter dfk =gopt/(l+qk);%circle center location rfk =sqrt(1-abs(gopt)2)*qk+qk2)/(1+qk);%circle radius %plot a noise circle a=0:360/180*pi;

32、 hold on ; plot(real(dfk)+rfk*cos(a),imag(dfk)+rfk*sin(a),b,linewidth,2); text(real(dfk)-o.l,imag(dfk)+rfk+0.08, strcat(bff_k=,sprintf(%g,fk_db),db); %plot optimal reflection coefficient plot(real(gopt),imag(gopt), bo); text(real(gopt)+0.05,imag(gopt)+0.05,bfgamma_opt); text(real(gopt)+0.05,imag(gop

33、t)-0.05,. strcat(bff_min=,sprintf(%g,fmind_b),db); %specify the desired gain g_goal_db=8; g_goa1=10(g_goal_db/10); %find the constant operating power gain circles delta=det(s_param); go=g_goal/abs(s21)2;%normalized the gain dgo=go*conj(s22-delta*conj(sl1)/(l+go*(abs(s22)2-abs(delta)2); %center rgo=s

34、grt(l-2*k*go*abs(s12*s21)+go2*abs(sl2*s21)2); rgo=rgo/abs(l+go*(abs(s22)2-abs(delta)2);%radius %map a constant gain circle into the gs plane rgs=rgo*abs(s12*s21/(abs(1-s22*dgo)2-rgo2*abs(s22)2); dgs=(1-s22*dgo)*conj(sll-delta*dgo)-rgo2*conj(delta)*s22)/(abs (1-s22*dgo)2-rgo2*abs(s22)2); %plot aconst

35、ant gain circle in the smith chart hold on; plot(real(dgs)+rgs*cos(a),imag(dgs)+rgs*sin(a),r,linewidth,2); text(real(dgs)-o.l,imag(dgs)-rgs-0.05, strcat(bfg =,sprintf(%g,g_goal_db),db); %print-depsfig9_17.eps %choose a source reflection coeficient gs gs=dgs+j*rgs; plot(real(gs),imag(gs),ro); text(re

36、al(gs)-0.05,imag(gs)+0.08,bfgamma_s ); %find the actual noise figure f=fmin+4*rn/zo*abs(gs-gopt)2/(1-abs(gs)2)/abs(1+gopt)2; %print out the actual noise figure actual_f_db=10*log10(f) 根據(jù)上面的程序，產(chǎn)生的等噪聲系數(shù)圓和等功率增益圓如下 圖3-6 在smith圓圖上等噪聲系數(shù)和等功率增益圓 根據(jù)上面映射到上的等噪聲系數(shù)圓和等功率增益圓。在等增益圓上的任意的 點都能滿足給定的增益要求。然而，要符合噪聲系數(shù)的指標要求

37、，則必須保證點 s s 落在等噪聲系數(shù)圓內。由圖3-6知，最大增益和最小噪聲系數(shù)是不能同時得到的。于是 我們選圖3-6中的點，此點在等增益圓上，又在等噪聲系數(shù)圓內所以符合要求，在 s smith圓圖上讀出。 s 源反射系數(shù): (3-1) s 0.36 108.8 由第二章的(2-32)式經(jīng)過簡單推導得出: ， (3-1a) 11 22 s l s s s 再把源反射系數(shù)代入就可得: (3-2) l 0.534171 (c) 第一級輸入輸出匹配網(wǎng)絡的設計 當輸入與輸出反射系數(shù)確定以后，就可以進行匹配電路的設計，正如前面第二章 匹配網(wǎng)絡的設計，應用smith圖解法來進行放大器輸入輸出的網(wǎng)絡匹配設計

38、。如圖3-8 所示: 點1就是源反射系數(shù)的共軛所對應的輸入阻抗點，從輸入阻抗點順時針旋 s s t z 轉交導納圓于2點，相當于給串連了一個電感。再沿著2點所在的導納圓順時針旋轉 t z 至圓圖中心，相當于給串連電感后的總阻抗再并聯(lián)了一個電容。然后在圓圖上讀出 t z 每段曲線對應的電抗值，就可通過簡單計算得出匹配網(wǎng)絡的各個元件參數(shù)，圖中的曲 線段12就是串連電感5.6nh，而曲線段23就是并聯(lián)電容1.5pf，匹配原理圖如圖3-7所示。 輸出匹配網(wǎng)絡的設計方法和輸入匹配網(wǎng)絡的設計方法是一樣的，由負載反射系數(shù) 在圓圖上沿著導納圓和阻抗圓旋轉，最后匹配到圓圖中心，在圓圖上讀出導納值和阻 抗值。最后

39、在得出匹配網(wǎng)絡的參數(shù)，輸出匹配網(wǎng)絡的smith圓圖這里就省略。 在設計匹配網(wǎng)絡的時候，有很多種匹配網(wǎng)絡，也就是說匹配網(wǎng)絡是不唯一的，即 使在smith圓圖上進行匹配，也是很多種，具體選擇哪一種，要看電路實施的簡單，器 件是否標準化等等。 zt 5.6nh 1.5pf 圖3-7 圓圖匹配的電路圖 圖3-8 在smith圓圖上輸入匹配網(wǎng)絡的設計 3.43.4 放大器電路實際制作需要考慮的其他因素放大器電路實際制作需要考慮的其他因素 放大器電路除了上述的基本電路外，還需要考慮電路的其他部分，這些部分也關 系到電路能否穩(wěn)定的工作和性能。 3.4.13.4.1 微帶線的彎曲微帶線的彎曲 由于在pcb板上

40、，有時候為了縮小體積，或者電路布局的需求經(jīng)常會遇到微帶線的 彎曲，這時候就要考慮拐角匹配。 圖3-8 微帶導體90度拐彎 微帶電路中的帶條導體發(fā)生90度的拐彎，是微帶電路中經(jīng)常碰到的，如圖3-8所示。 其等效電路如圖3-9所示，cb為等效電容，lb為等效電感。圍繞微帶彎角處的電流的途 徑同無限長直的微帶線上電流途徑不同，這一差別是由于彎角不連續(xù)區(qū)域發(fā)生連續(xù)的 畸變所致，因為只涉及磁場的變化，所以呈感性。 lb cb lb 圖3-9 微帶拐角的等效電路圖 等效電路的參數(shù)為下面的公式所示： (3-3) 1412.51.832.25 / rr b w c h pf m ww h 1 w h (3.4

41、) （3-4 /9.51.255.27.0 b rr cw pf m wh 1 w h ） （3-5/1004.21 b lw nh m hh ） 根據(jù)上面的公式，微帶線條的彎曲表現(xiàn)為不連續(xù)性的等效電抗的存在，顯然要對 電磁波的傳輸產(chǎn)生反射，因此在電路設計中要盡量減少各方面的反射。對于直角彎角 來說，經(jīng)驗表明減小反射的方法就是將帶條拐角的頂角部分切去56.5%，如圖3-10所示。 圖3-10 拐角匹配后的示意圖 3.4.23.4.2 射頻扼流圈的應用射頻扼流圈的應用 和串連電阻在一起使用的射頻扼流圈對于電路設計所帶來的良好的性能指標是必 要的。射頻扼流圈如圖3-11中的rfc cblock l

42、 cblock c rblas vcc inout 圖3-11 era-3sm偏置電路 下面講述射頻扼流圈的應用。圖3-12表明era-mmic的輸出等效電路作為電流源并 且在內部并聯(lián)有一50歐姆的源阻抗，其負載是偏置電阻和外部的50歐姆負載。則50歐 姆負載的電流為: (3-5a)/ 250 sourcebiasbias irra 如果沒有偏置電阻，那么僅由負載電阻上消耗的功率相對于偏置電阻和負載聯(lián)合 消耗的功率而引起的損耗為: (3-5b) 250 20log 2 bias bias r db r 50 rblas ohms rblas isource 圖3-12 era的等效輸出電路 例

43、如，如果era-3sm使用12v的電壓供電，而沒有扼流圈把信號和電源隔開，從上 面的公式可以得到，例如使用114歐姆的偏置電阻就會使放大器的功率增益損失 1.7db。選擇射頻扼流圈要根據(jù)這兩個指標選取:第一，它在最低頻率上的感抗的值要 遠遠大于負載阻抗;第二，它的諧振點的頻率必須大于器件的最高運行頻率。在電路設 計中有時考慮使用普通的電感來代替射頻扼流圈，其電感值決定了頻寬的最低值，電 感的串連諧振點決定了頻寬的最大值，通常來講，電感值越大，串連諧振點會減小， 放大器的帶寬由于扼流電感的本身的問題會導致頻率范圍受到限制。本電路中選擇tdk 的鐵氧體磁珠代替扼流圈。 用于電磁噪聲抑制的鐵氧體是一

44、種磁性材料，由鐵、鎳、鋅氧化物混合而成，具 有很高的電阻率，較高的磁導率(約為100-1500)。鐵氧體磁珠串接在信號或電源通路 上，用于抑制差模噪聲。當電流流過鐵氧體時，低頻電流可以幾乎無衰減地流過，但 高頻電流卻會受到很大的損耗，轉變成熱量散發(fā)。鐵氧體磁珠可以等效為電阻與電感 的串聯(lián)，但電阻值與電感值都是隨頻率而變化的。鐵氧體磁珠與普通電感相比具有更 好的高頻濾波特性，鐵氧體在高頻時呈現(xiàn)電阻性，相當于品質因數(shù)很低的電感器，所 以能在相當寬的頻率范圍內保持較高的阻抗，從而提高高頻濾波效能。鐵氧體磁珠的 插入損耗和駐波比分別為圖3-13和3-14所示。 圖3-13 插入損耗 圖3-14 駐波比

45、 3.4.33.4.3 偏置電路的分析和實施偏置電路的分析和實施 采用的偏置電路如圖3-11所示，偏置電流由電源電壓vcc通過偏置電阻和射頻扼流 圈來提供，在下面的圖上就是rfc，這個電阻將會減小器件電壓變化對偏置電流的影響， 從而近似于一個電流源。 在輸入，輸出端口需要隔直電容，這種電容應當具有很低的esr(有效的串連電阻)， 還應具有足夠低的感抗，而不影響插入損耗和駐波比，這種隔直電容的諧振點應當高 于器件的最高運行頻率。位于電源附近的旁路電容是為了阻止信號對電源的千擾。偏 置電流根據(jù)下式求得： (3-5a) ccd bias bias vv i r 偏置電阻的增大會減小電流的變化，增大電

46、源電壓，將允許一個更大值的偏置電 阻被使用，這樣會減小偏置電流的變化。同時也對射頻性能帶來改善，尤其是1db壓縮 點可以變化很小。 port 100pf c1 1.5pf c2 15pf c3 100pf c4 100pf c5 100pf c6 49uf c11 100pf c12 42uf c9 100pf c10 4.3uf c7 100pf c8 4.2nf c15 1.49nf c14 14nf c13 15 r1 22 r2 39 r3 vcc 82 r4 dt 2.2v vcc port 5.6nh l1 50mh l2 64mh l3 56mh l3 56mh l4 64mh

47、l3 mag53543era-3smfilterera-3sm 圖3-20 三級放大器的原理圖 4 4 設計結果及測量數(shù)據(jù)設計結果及測量數(shù)據(jù) 根據(jù)以上計算，設計研制了damb數(shù)字音頻媒體廣播接受系統(tǒng)中的三級放大器，三 級放大器的測試系統(tǒng)，框圖如圖4-1和圖4-2中進行測試，用到如下三個儀器：信號源 hp8350b提供0.01到50ghz范圍的信號；噪聲系數(shù)測量儀hp8970a測量的頻率范圍是 10mhz到1600mhz,噪聲范圍0到30db；網(wǎng)絡分析儀hp8757c用來測量增益，駐波比等。 信號源hp835p被測放大器噪聲系數(shù)測量儀記錄測試結果 圖 4-1 噪聲系數(shù)測量系統(tǒng) 信號源hp835p

48、被測放大器網(wǎng)絡分析儀記錄測試結果 圖 4-2 增益、駐波比測試系統(tǒng) 經(jīng)上述測試系統(tǒng)的測試，得到測試結果如下，測試結果三級放大器：中心頻率： 0 1472fmhz 表 4-1 頻率（mhz）1420144014601480150015201540 增益（db）37.4945.0646.2446.9945.6038.1732.08 噪聲系數(shù)（db）2.22.252.32.322.52.532.6 1420144014601480150015201540 32 34 36 38 40 42 44 46 48 f(mhz) g(db) 圖 4-1 1420144014601480150015201540 2.2 2.25 2.3 2.35 2.4 2.45 2.5 2.55 2.6 f(mhz) nf(db) 圖 4-2 三級放大器：中心頻率。10，20，30，40，50 0 1472fmhz 0 f 表 4-2 頻率（mhz）-50-40-30-20-101472+10+20+30+40+50 輸入（vswr）2.52.522.552.562.62.622.72.752.82.82.9 輸出（vswr）2.832.742.251.81