并聯(lián)MOSFET的漏電流動態(tài)仿真

1、并聯(lián)MOSFET的漏電流動態(tài)共享2008.8.1作者：Cesare Bocchiola, International Rectifier Pavia LLC并聯(lián)HEXFET MOSFET中的動態(tài)電流共享問題多年前就已解決。關于MOSFET導通和斷開現(xiàn)象，以及并聯(lián)MOSFET作為其特性和外部布局功能的運轉，相關資料都已詳細說明。然而，這些研究提供的只是用于靜態(tài)共享的閉合分析程式，而對于動態(tài)共享則建議使用半定量/圖解分析程式。此外，這些程式包括一些近似值，不容易使用，并且未考慮所有參數(shù)值離散的影響。正確利用現(xiàn)代計算機輔助分析可以開發(fā)更加全面的和用戶易操作的仿真工具。本文將介紹Matlab/Simu

2、link模型，該模型允許模擬N個并聯(lián)MOSFET的動態(tài)運轉情況，在標準電腦上運行，并將結溫方面的（一些）參數(shù)變化納入考慮范圍。模型特性該模型得到普遍采用盡管其最初開發(fā)目的是用于分析低壓汽車應用逆變器支路，而在此情況下若干個MOSFET并聯(lián)運行，用于增加逆變器的電流容量（如圖1所示）。假定負載電流不變（因此由電流電源表示），當高L/R負荷（比如發(fā)動機的相位）是由以遠高于L/R時間常量的切換頻率運行的M相逆變器驅(qū)動時，通常會出現(xiàn)這種情況。起點是MOSFET模型，還有源電感和漏極電感。當考慮到現(xiàn)代逆變器時，Ls的作用可能與Ld的作用同樣重要，特別是在使用SMD技術時。事實上，盡管源電感主要是由設備自

3、身支配，并且不能低于特定值（通常是每設備5-10nH），但是Ld原則上可根據(jù)適當?shù)挠脩舭才拧半S意”減少。因此，在該模型中，Ld的影響忽略不計。我們使用一組等式對MOSFET進行建模，方法如下：等式1：等式1bis：等式1：等式3：等式4：等式5：等式1和1bis分別描述了作用區(qū)和歐姆區(qū)的傳統(tǒng)MOSFET模型。等式2考慮了密勒效應。因為Ld忽略不計，所以模擬Vds動態(tài)（見等式5），其方法是假定使用總負載電流減去所有漏極電流的總和來對高端和低端Coss（MOSFET的輸出電容）進行充電/放電（因此為2xNxCoss），這里的N是指并聯(lián)MOSFET的數(shù)目。等式3是MOSFET柵極動態(tài)Kirchoff

4、等式。Rg表示外部柵電阻，Rgi表示MOSFET內(nèi)部柵電阻。為了簡化起見，我們使用集合參數(shù)方法。最后，等式4考慮了溫度的閾值電壓變化。圖2上半部分顯示了完整的MOSFET模型（除等式5之外），而下半部分則顯示了整個系統(tǒng)模型。在圖1中，模型不代表整個逆變器支路，而只是MOSFET的“低端”或“高端”并聯(lián)。這是合乎情理的，因為將要檢測的是并聯(lián)MOSFET之間的動態(tài)共享，而非檢測整個逆變器支路的模擬狀況。支路中MOSFET的“其它”并聯(lián)行為稍后將在本文討論。圖2左上結構圖顯示，當外部R_C網(wǎng)絡從MOSFET的柵極去除柵極驅(qū)動器耦合以降低變換速度并改進EMI時的柵極驅(qū)動器設計。圖中顯示了多個MOSFE

5、T。除MOSFET1之外，所有MOSFET彼此完全相等端。而MOSFET1的參數(shù)與其它MOSFET不同。左邊的結構圖系列表示等式5。負載電流在接通瞬間動態(tài)調(diào)整為Vds功能，以便將同一支路中的MOSFET并聯(lián)體二極管恢復納入考慮范疇，而這一支路正被斷開。該示意圖的底部顯示了動態(tài)功率耗散和“功率耗散共享”計算。目前，該模型不能解釋排放到源點和排放到柵極電壓的內(nèi)在MOSFET電容的動態(tài)變化。應用實例該模型用于模擬三相無電刷發(fā)動機驅(qū)動逆變器中彼此并聯(lián)的七個IRF2807Z的動態(tài)共享?？傠娏鳎↖load）為300A，直流電壓為48V56V。模擬的柵極電壓波形與測量的波形完全一致，不同之處只是“平穩(wěn)狀態(tài)”

6、區(qū)域的持續(xù)時間，該時間在模擬期間稍短，這是由于當前模型在準確表示Cxss動態(tài)變化方面的局限性所致。我們需要考慮三部分，其中閾值電壓和導通阻抗RDS（因此Gf位于歐姆區(qū)域內(nèi)）分配已在最后測試中測量。得益于柵極氧化層厚度的生成工藝控制，預計IR Trench MOSFET中的內(nèi)部電容生產(chǎn)擴散可以忽略不計。另一方面，閾值電壓和gfs中的擴散不能忽略。需要考慮下列Cxss值：Ciss = 3270pFCoss = 440pF（在0-60V Vds范圍內(nèi)的等效電容）Crss = 230pF閾值電壓溫度系數(shù)從數(shù)據(jù)表中獲得，約為-9mV/C。在三個部分中閾值電壓和gfs的最壞情況如圖3所示。這些是在25C時

7、的值。在該模型中，必須考慮閾值電壓（Tji）和gfs（Tji），此處的Tji是平均穩(wěn)態(tài)結溫。另一個要考慮的問題是，是否需要同時考慮閾值電壓和gfs最壞情況都蔓延的問題。通過仔細檢查三部分的數(shù)據(jù)，就可發(fā)現(xiàn)這兩個參數(shù)之間不存在特別關聯(lián)。因此，最壞情況分析應考慮最低閾值電壓/最高gfs和最高閾值電壓/最低gfs的組合。圖4顯示了當采用最壞情況條件時的仿真結果。圖4中，“powunb”表示動態(tài)功率耗散不均衡，適用于特定切換頻率。該參數(shù)是通過將Vds(t)和Id(t)相加，然后用結果乘以Fsw得到的。因此，在仿真期結束時一定要讀取它的值。在本例中，M1平均會比其他MOSFET多消耗112W?？紤]其Rth

8、jc（0.9C/W），這意味著大約相差100C。這一差別本身就使M1遠遠勝過Tjmax。此外，Tj的增加反過來將使閾值電壓Vth1減少大約0.9V，從而進一步加劇不均衡的情況。通過利用Tj減少gfs，可部分抵消這一影響：a) RDS（on）隨著Tj增加。這實際上減少了歐姆區(qū)的同等Gf。b) 如數(shù)據(jù)表所示，線性范圍內(nèi)的Gf也隨著Tj的增加而減少。因為模型不允許合時仿真多個切換循環(huán)，因此不能強調(diào)溫度失控問題的發(fā)生。所幸的是，可用另一種更加快捷的方式來檢查失控的發(fā)生。任意Ploss都可產(chǎn)生一個Tj，它依次產(chǎn)生-Vth和-gfs。反過來，-Vth可產(chǎn)生一個正P變量，-gfs可產(chǎn)生一個負P。因此可產(chǎn)生一

9、個反饋環(huán)路，其總體相位變化可能是正值，也可能是負值，取決于這兩個參數(shù)變量（Vth或gfs）中哪個具有主導作用?？傮w環(huán)路增益是由以下提供：Gloop = (kVth*Ploss/Vth+kgm*Ploss/gfs)*Rthjc.通過多次運行模擬可獲得部分衍生值，每次把一個參數(shù)的值改為新值是由前一次仿真計算的溫度變化決定的。除了預測關于設備參數(shù)擴展方面設計臨界點之外，該模型還可成功用于指出其他臨界點，例如由于布局導致的額外源寄生電感，或者非最優(yōu)化的柵極驅(qū)動級設計。眾所周知，實際上，我們可日益提高接通和斷開速度以及改善動態(tài)共享。該模型可迅速檢驗切換速度對動態(tài)電流共享的影響。結束語本文介紹了用于仿真并

10、聯(lián)MOSFET的漏源電流動態(tài)共享的模型。該模型盡管非常簡單，并且提出了一定程度的近似法，但當若干個MOSFET并聯(lián)放置時，該模型可用于快速識別可能發(fā)生的緊急狀況，特別是在逆變器應用中。該模型已成功用于解決多項重大應用問題，其中包括由于非優(yōu)化設計而產(chǎn)生的MOSFET嚴重損害問題。參考資料：1. International Rectifier AN941: Paralleling HEXFET Power MOSFETs2. International Rectifier AN947: Understanding HEXFET Switching Performance3. International Rectifier AN1001: A More Realistic Characterization of Power MOSFET Output Capacitance Coss4. J.B.Forsythe: “Paralleling of Power MOSFETs”; IEEE-IAS