三相單位功率因數(shù)ACDC轉(zhuǎn)換器(PFC)的雙隔離的

1、蘇州大學(xué)本科生畢業(yè)設(shè)計三相單位功率因數(shù)ac / dc轉(zhuǎn)換器（pfc）的雙隔離的dc / dc的電池充電器 j. herminjard, eivd-lep, ch-1401 yverdon 電子郵件：joel.herminjard eivd.ch;網(wǎng)址：http:/www.eivd.ch 電話：+41（0）244 232 272 /傳真：+41（0）244 250 050 c. zimmermann, epfl-de-lei, ch-1015 lausanne r. monnier, r+d leclanch sa, ch-1401 yverdon關(guān)鍵詞電池充電器，控制，轉(zhuǎn)換電路，數(shù)字信號處理器

2、，效率，諧波，高頻電源，轉(zhuǎn)換器，功率因數(shù)校正，電源質(zhì)量，仿真，三相系統(tǒng)。一 摘要在這篇文章中的發(fā)展和實(shí)現(xiàn)一個8千瓦的功率因數(shù)校正電池充電器（pfc）的描述。該轉(zhuǎn)換器分為兩部分：第一部分是一個基于“維也納”的ac / dc轉(zhuǎn)換器以及基于“維也納”的拓?fù)浜?00v的中點(diǎn)連線1控制輸出電壓，2那個第二部分由兩個dc，有電氣隔離和并行輸出dc轉(zhuǎn)換器。輸出電流和電壓可控制的范圍0 - 28安培及0 - 280伏特。不斷增長的電動汽車的電池充電器高效率的需求，低電源電流的諧波失真減少了重量和體積。為此，兩個高校和電池制造商已經(jīng)意識到了8千瓦的統(tǒng)一充電器原型功率因數(shù)和三相正弦電流。圖1.1顯示了實(shí)現(xiàn)安裝的主

3、要部分。由于有兩種控制只有三個控制半導(dǎo)體中間電壓的可能性， “維也納”拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)1和2是用來實(shí)現(xiàn)選擇交流/直流轉(zhuǎn)換器。這部分是在yverdon - les - bains的功率電磁學(xué)實(shí)驗(yàn)樓（c. yechouroun教授）的eivd（學(xué)院實(shí)驗(yàn)室科特迪瓦工程師協(xié)會）設(shè)計和實(shí)現(xiàn)的。這兩個工作在30khz的dc / dc開關(guān)模式轉(zhuǎn)換器生成隔離整流輸出的電池電流。這部分是工業(yè)實(shí)驗(yàn)室瑞士聯(lián)邦技術(shù)洛桑（洛桑聯(lián)邦理工學(xué)院）研究所（魯弗教授）在工業(yè)伙伴leclanch sa, yverdon-les-bains的幫助下實(shí)現(xiàn)的。 圖 1.1：安裝的全球計劃二 ac / dc變換器“維也納”2.1電路如圖2.1所示

4、ac / dc變換器“維也納”。該電路繪制在電源電壓400v/50hz的三相正弦相電流，并產(chǎn)生兩個可控中間電壓為350v的uz1和uz2。可只有在兩個輸出電壓總和高于峰值線到線主電壓時才能實(shí)現(xiàn)輸入電流控制。 圖 2.1：ac / dc變換器“維也納”2.2中間直流電壓控制這兩個中間直流電壓控制必須遵循他們的參考并在第二階段與三個電源電流消耗保持正弦。在我們的應(yīng)用程序的兩個電壓基準(zhǔn)是相同的。2.2.1控制電路圖2.2代表了兩個建議的中間電壓控制電路。學(xué)習(xí)“維也納”轉(zhuǎn)換器的表現(xiàn)方式（圖2.1），我們可以找到以下兩個事實(shí)：如果相應(yīng)的晶體管處于關(guān)閉狀態(tài)，對電容c1的負(fù)載電流i+提供了陽極的所有主要趨勢

5、。如果相應(yīng)的晶體管處于關(guān)閉狀態(tài)，對電容c2的負(fù)載電流i-提供了陰極的所有主要趨勢。 圖2.2：中級電壓控制電路讓我們假定，對uz1電壓控制輸出給出了基準(zhǔn)ic+，uz1低于其參考。電壓控制（圖2.2 1第一塊）將作出反應(yīng)，增加對當(dāng)前由主要的一切積極電流之規(guī)定的i+的參考，但只有相應(yīng)的晶體管處于關(guān)閉狀態(tài)。我們知道，增加的主要電流的晶體管應(yīng)該大部分時間打開，但是這導(dǎo)致電流i +減少。這和之前所需的控制是矛盾的。要解決這個問題，我們只是互換了兩個穩(wěn)壓器提供的兩個電流（第一塊）。第二塊只給出了其主要電壓的三相陰極部分，第三塊為主要電壓的三相陽極部分。用這兩個區(qū)塊的產(chǎn)出總和使三相電流調(diào)節(jié)正弦參考的三個階段

6、進(jìn)行（第四塊）。ncp3063和寬容波段電流控制器，使ac / dc變換器吸取正確的五個模塊的功能。 （2.1） （2.2）其中h代表了電流控制滯后。2.2.2傳遞函數(shù)考慮到轉(zhuǎn)換器的輸入功率等于輸出功率，在下面的等式（2.3）可以得出： i+= (2.3 ) 和：un =名義有效主電壓，in=名義有效主電流. 對于目前的ii中的小變化，假設(shè)uz1幾乎保持在這段時間內(nèi)就可以寫成常數(shù)： (2.4)其中我們表達(dá)了電壓uz1在方程（2.5）的變化 (2.5)隨著時間不斷的負(fù)荷：2.2.3電壓控制參數(shù)的計算圖2.3顯示了兩個pi中一個獲取中間直流電壓控制回路的框圖 圖 2.3：直流電壓控制圖在此圖中，我

7、們區(qū)分的電壓調(diào)節(jié)器（第一塊），再由一個小的時間常數(shù)為藍(lán)本的電流控制閉環(huán)傳遞函數(shù)tp簡化（第二塊），第三塊代表輸入和輸出之間的電流（表達(dá)式2.4倍），最后是荷載傳遞函數(shù)（第四塊）。ich代表了負(fù)載電流的變化。鈦的tn和ti取決于3參數(shù)：tp是一個小的時間常數(shù)的電流控制模型，t = rnc是一次負(fù)載的常數(shù)。2.3模擬和測量 是否允許仿真是看符不符合理論發(fā)展中充分的測量4。2.3.1繪制主要電流圖2.4a顯示了從主要在固定操作的400v和對稱的2 4千瓦負(fù)荷得出的三個電流模擬。圖2.4b的方法，提出有利的5.5千瓦的輸出功率。（a）模擬 （b）測量 圖 2.4：三階段從主電流得出的電流波形2.3.2

8、電壓控制環(huán)階躍響應(yīng)圖2.5a顯示了后一步驟的參考電壓uz1的波形。圖2.5b是后50負(fù)荷突然減少的電壓uz1的變化。仿真參數(shù) （1）參考步驟 （二）負(fù)載階躍 圖 2.5：電壓控制圖2.6測量結(jié)果表明了輸出電壓的階躍響應(yīng) 圖 2.6：從1.6到1.7的變化反應(yīng)了交流輸出電壓響應(yīng)ac/ dc轉(zhuǎn)換器的電壓基準(zhǔn)2.4結(jié)論這項(xiàng)研究已獲準(zhǔn)開發(fā)一個原始電壓控制，甚至允許開發(fā)非對稱的輸出電壓和負(fù)載。請注意，對于我們的應(yīng)用一個對稱電壓是需求的。模擬和測量的結(jié)果證實(shí)了提出交流/直流轉(zhuǎn)換器控制的有效性。這個獲取的轉(zhuǎn)換效率是高的（= 0,96）。三 直流/直流轉(zhuǎn)換器3.1說明直流/直流轉(zhuǎn)換器的兩個轉(zhuǎn)移渠道功率8kw直

9、流/直流轉(zhuǎn)換器（圖3.1）必須能夠提供280伏特的電壓28安培的電流，以不斷充電電池。兩個階段的轉(zhuǎn)換器的作用是使逆變器的輸入串聯(lián)和整流器的輸出并行。條件：通過了對半導(dǎo)體的擊穿電壓降低2倍較少電磁輻射干擾（emi）除了il1和 il2之外的目前波紋il是通過180.旋轉(zhuǎn)減少的=30khz 60khz 120khz 圖 3.1直流/直流轉(zhuǎn)換器基本電路結(jié)構(gòu)的電壓和電流波形開關(guān)的固定頻率為30khz，以配合如今市場上的平面變壓器，允許的數(shù)量和轉(zhuǎn)換器的被動元件的重量大大減少。如此高頻率的進(jìn)一步的優(yōu)點(diǎn)是無聲. 第四代高速igbt適用于逆變器(irg4pc50ud, vces=600v,vce(on)=1,

10、65v, ic=27a, to-247).由于兩個逆變器成90 （圖3.1），兩個用于兩相移變壓器的電流驅(qū)動，也轉(zhuǎn)移了90。30khz的脈沖頻率由il1 和 il2整流后成為60khz，實(shí)現(xiàn)了180度的轉(zhuǎn)變。這兩個目前已為120千赫頻率以外的信號將減少il的電流紋波。這種轉(zhuǎn)換器的運(yùn)行方法最大限度地減少了所需的濾波電容值長。從理論上說，在正常運(yùn)行的兩個電壓值ud1和ud2將取決于對線性脈沖寬度（圖3.1）介于0和，根據(jù)公式 (3.1)另一方面，對于小的負(fù)荷，電感l(wèi)1的紋波電流大于目前所要求的連續(xù)負(fù)載。這將導(dǎo)致不連續(xù)導(dǎo)通模式，輸出電壓會比公式（3.1）計算的高。此外，該電路將其組成松散的模塊5。在

11、現(xiàn)實(shí)生活中，控制轉(zhuǎn)換器的輸出電壓不依賴于內(nèi)部電阻和負(fù)。這個內(nèi)阻包括作為從變壓器第二面的電阻和濾波電感變壓器的電阻。轉(zhuǎn)換器的內(nèi)阻是 （3.2）在同時進(jìn)行兩個轉(zhuǎn)換器rdc的總內(nèi)阻是29m。整個轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的電壓很低，因此，可以考慮作為一個理想電壓源此轉(zhuǎn)換器。3.2 電池的控制要求鉛酸蓄電池的收費(fèi)原則是基于電流和電壓的限制，如圖表所示。顯然，調(diào)節(jié)電流和電壓是必要的。 圖 3.2：關(guān)系電流和電壓充電過程每個直流/直流轉(zhuǎn)換器是并聯(lián)分開控制的。第一個轉(zhuǎn)換器（圖3.3），控制參數(shù)的計算方法是偽連續(xù)模型。然后，這些參數(shù)都被應(yīng)用到第二位。 圖 3.3：系統(tǒng)控制的第一次dc/ dc轉(zhuǎn)換器的負(fù)載3.2.1電流控制從圖

12、3.3電路按照下面的兩個公式： (3.3) (3.4)結(jié)合這些方程和運(yùn)用拉普拉斯變換給出： (3.5)從（3.5）的傳遞函數(shù)可以得出：(3.6)人們可以找到一個諧振電路的阻尼在負(fù)載電阻上的依賴。在我們的例子中這種阻力是銣，電池的內(nèi)阻。所使用的鉛酸蓄電池的額定電壓ub是180v，低內(nèi)阻rb約1。由simplorer數(shù)值模擬表明，與我們的電動值（rdc1=58m; =110f）的il1輸入電壓反應(yīng)后ud1&速度加快且穩(wěn)定了。所以如果rbc由非常低的時間常數(shù)rdc1和2rb組成，這個系統(tǒng)可以通過一個簡單的近似rl的電路。在這種情況下，傳遞函數(shù)（3.6）可以近似成 (3.7)現(xiàn)在將我們控制系統(tǒng)的程度減

13、少到一個，并計算（3.8）中由轉(zhuǎn)換器和電池內(nèi)阻而定的主導(dǎo)時間常數(shù)tl。 (3.8)增益也取決于這兩個電阻 (3.9)當(dāng)前控制器gri(s)的標(biāo)注方式是經(jīng)典的。由于該系統(tǒng)的程度，也是我們選擇了以下pi控制器的傳遞函數(shù)： (3.10)同時電流調(diào)節(jié)器tni賠償?shù)轿覀兊臅r間系統(tǒng)tl1。積分時間常數(shù)的調(diào)節(jié)獲得于： (3.11)這里的總系統(tǒng)增益ki是驅(qū)動kcmi以及系統(tǒng)ksi造成的： (3.12)時間常數(shù)是所有的控制回路，包括時間常數(shù)有關(guān)的pwm調(diào)制器，采樣時間控制器的常數(shù)，也是時間的測量常數(shù)的總和6。在閉環(huán)回路，這個電流控制電路的傳輸函數(shù)可以通過一個等效時間常數(shù)tei替換。 (3.13)3.2.2 電壓

14、控制電壓調(diào)節(jié)器gru(s)重合了兩個電流控制器。它的輸出僅限于最長的電池充電電流icbat，（圖3.4）給出了兩個電流參考il1c和il2c。當(dāng)輸出電壓uout達(dá)到 當(dāng)輸出電壓uout達(dá)到目前的參考值uc時將緩慢下降，直到達(dá)到泄漏的電池電流值。輸出電壓的變化非常緩慢，因?yàn)樵撓到y(tǒng)控制gsu(s)是沒有任何動力電池的要求。這就是為什么電壓調(diào)節(jié)器是一個具有較大時間常數(shù)的積分。3.2.3 完整的控制電路圖3.4顯示了閉環(huán)控制電路的功能計劃。我們認(rèn)為，圍繞穩(wěn)定工作點(diǎn)的只是小的變化。因此，不斷電池電壓的ub是不顯示的。該電壓調(diào)節(jié)grc(s)是在電壓基準(zhǔn)uoutc和輸出電壓uout之間的錯誤，并且輸出是當(dāng)前

15、的參考分為兩個等價il1c和il2c。兩個內(nèi)部電流調(diào)節(jié)器gri1（s）和gri2（s）在并行工作，他們分別控制il1和 il2。 圖 3.4電壓和電流控制成套電路3.3 測的輸出電流階躍響應(yīng)為了驗(yàn)證控制系統(tǒng)，我們在申請了加強(qiáng)當(dāng)前步驟的2a。下面的測量（圖3.5），顯示了當(dāng)前的輸出電流響應(yīng)時間的700s 圖3.5：輸出電流輸出電流階躍響應(yīng)3.4結(jié)論對于當(dāng)前的控制器模型是正確的，計算的參數(shù)都可以使用。繼續(xù)輸出的電流和電壓紋波很低。使用直流轉(zhuǎn)換器設(shè)計滿足了高效率（= 0.93）和低體重的要求。四 實(shí)現(xiàn)的電池充電器原型圖4.1顯示了實(shí)現(xiàn)的電池充電器原型，三相功率因數(shù)ac / dc轉(zhuǎn)換器（pfc）和1組

16、雙隔離dc / dc開關(guān)模式轉(zhuǎn)換器。每個轉(zhuǎn)換器的控制是由容易可編程浮點(diǎn)dsp與快速的a / d轉(zhuǎn)換器和一個快速鏈接到主機(jī)pc卡構(gòu)成的，以便在線檢測和監(jiān)督的可能性。對電池的充電電流和電壓，也可以修改任何前面板上的電位的參考文獻(xiàn)。在dsp卡，一個大的fpga電路被使用，7是其中調(diào)制功能實(shí)施。 圖4.1：三相單位功率因數(shù)ac / dc變換器與雙直流器（pfc）/ dc轉(zhuǎn)換器為原型電池充電。在ac / dc變換器采用400v主電壓進(jìn)行繪制正弦同相的電流，并且dc轉(zhuǎn)換器的輸出是完全可控的電壓和電流高達(dá)28安培及280伏特。安裝效率達(dá)到= 0,90。參考文獻(xiàn)1. j.w. kolar, f.c. zach

17、: a novel three-phase tree-switch tree level unity power factor pwm rectifier,proceedings of the 28th power conference, nrnberg, germany, june 28-30. pp. 125-138 (1994)2. j.w. kolar, u. drofenik, f.c. zach, dc link voltage balancing of a three-phase/switch/level pwm(vienna) rectifier by modified hysteresis input current control, proceedings of the power converson conference, pp. 443-465 (june 1995)3. h. bhler, electronique de rglage et de commande, trait delectricit, presses polytechniques romandes,lausanne 19874. simec. simplorer 4.0. 5. n. mohan, t. m. undeland, w.p.robbins,