反激式變換器電路仿真建模與分析

1、 學(xué)號： 常 州 大 學(xué) 畢業(yè)設(shè)計（論文）（2012屆）題 目 學(xué) 生 學(xué) 院 專業(yè)班級 校內(nèi)指導(dǎo)教師 專業(yè)技術(shù)職務(wù) 校外指導(dǎo)老師 專業(yè)技術(shù)職務(wù) 二一二年六月ii反激式變換器電路仿真建模與分析摘 要: 開關(guān)dc-dc變換器是一種典型的強(qiáng)非線性時變動力學(xué)系統(tǒng)，存在各種類型的次諧波、分岔與混沌等豐富的非線性現(xiàn)象。這些非線性現(xiàn)象嚴(yán)重影響開關(guān)dc-dc變換器的性能。因此，深入分析和研究開關(guān)dc-dc變換器的分岔和混沌等非線性動力學(xué)現(xiàn)象，對開關(guān)dc-dc變換器的設(shè)計、運行及控制都具有重要的指導(dǎo)意義。反激式變換器是一種隔離式開關(guān)變換器，該變換器利用變壓器實現(xiàn)了輸入與輸出電氣隔離。變壓器具有變壓的功能有利于

2、擴(kuò)大變換器的輸出設(shè)備應(yīng)用范圍，也便于實現(xiàn)不同電壓的多路輸出或相同電壓的多種輸出。運用變壓器進(jìn)行隔離使電源與負(fù)載兩個直流系統(tǒng)之間是絕緣的，即使輸出短路也不會影響外部電源。本文利用psim電路仿真軟件進(jìn)行電路仿真，給出峰值電流控制反激式變換器和電壓反饋控制反激式變換器各電路參數(shù)變化時的時域波形和在輸出電壓-安匝和平面上的相軌圖，并對輸入電壓和負(fù)載電阻兩個參數(shù)進(jìn)行分析，從而確定其穩(wěn)定工作時的參數(shù)區(qū)域。本文對反激式變換器進(jìn)行建模和psim電路仿真分析，了解到該變換器在不同電路參數(shù)時的運行情況，有效地估計出該變換器處于穩(wěn)定工作狀態(tài)時的電路參數(shù)范圍，有助于制作實際反激式變換器電路參數(shù)的合理選取。關(guān)鍵詞：反

3、激式變換器；安匝和；峰值電流控制；電壓反饋控制；穩(wěn)定性；psim；仿真 simulation modeling and analysis of the fly back converter circuitabstract: switching dc-dc converters are a type of strong nonlinear and time-varying dynamical systems with all kinds of nonlinear phenomena, such as subharmonic, bifurcation, and chaos. these pheno

4、mena will seriously impact the work of the switching dc-dc converters. so, the deep analysis and study of these nonlinear dynamical phenomena have an important significance for design of switching dc-dc converter. fly back converter is a special switching dc-dc converter, in which the transformer is

5、 employed to isolate the input from output. and the use of transformer in fly back converter is convenient to expand the output range and realize multi-output. in this paper, using the psim software, the simulation circuits of peak current mode(pcm) controlled fly back converter and voltage mode(vm)

6、 controlled fly back converter are built. based on the simulation circuit and different circuit parameters, the operation of pcm controlled fly back converter is analysed and studied by time-domain waveforms and phase portraits in inductor current and total ampere-turns plane. besides, the input vol

7、tage and load resistor are considered as two variables to depict the steady-state and unsteady-state region of the converter. the research results can help to choose reasonable circuit parameters in designing fly back converter circuit.key works：fly back converter; total ampere-turns; chaos; peak cu

8、rrent mode control; voltage mode control; stability; psim; simulation目 次摘 要i目 次iii1 引言12 開關(guān)dc-dc變換器及其控制技術(shù)簡介22.1 開關(guān)dc-dc變換器22.1.1 buck變換器22.1.2 boost變換器22.1.3 buck-boost變換器32.1.4 反激式變換器32.2 開關(guān)dc-dc變換器控制技術(shù)62.2.1 固定頻率控制技術(shù)62.2.2 可變頻率控制技術(shù)92.3 psim軟件簡介103 反激式變換器的建模與仿真分析113.1 pcm控制反激式變換器的psim建模113.2 pcm控制反

9、激式變換器的仿真分析123.3 vm控制反激式變換器的psim建模143.4 vm控制反激式變換器的仿真分析144 反激式變換器的穩(wěn)定工作參數(shù)域仿真與分析164.1 利用輸入電壓和負(fù)載確定穩(wěn)定工作參數(shù)域164.2 利用參考電流和負(fù)載確定穩(wěn)定工作參數(shù)域204.3 利用參考電流和輸入電壓來確定作參數(shù)域245 結(jié)論27參 考 文 獻(xiàn)28致 謝30iii常州大學(xué)本科生畢業(yè)論文1 引言開關(guān)dc-dc變換器是一類典型的強(qiáng)非線性時變動力學(xué)系統(tǒng)，存在各種類型的次諧波、分岔和混沌等豐富的非線性現(xiàn)象1-15。非線性現(xiàn)象嚴(yán)重影響了開關(guān)dc-dc變換器的性能。因此，深入分析和研究開關(guān)dc-dc變換器的非線性動力學(xué)行為

10、，對開關(guān)dc-dc變換器的設(shè)計和工程應(yīng)用具有重要的理論意義和實用價值。開關(guān)電源因其工作效率高、體積小和重量輕等特點，在工業(yè)生產(chǎn)中得到了廣泛的應(yīng)用。作為開關(guān)電源的核心部件，開關(guān)dc-dc變換器已成為國內(nèi)外熱點研究對象。開關(guān)dc-dc變換器由功率級和控制電路兩部分組成。從功率級的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來看，開關(guān)dc-dc變換器有三種基本類型：buck變換器、boost變換器和buck-boost變換器，分別實現(xiàn)變換器的降壓、升壓和升降壓16。此外，還有一些特殊用途的開關(guān)dc-dc變換器，如反激式變換器3, 16, 17。在開關(guān)變換器的應(yīng)用早期，人們通過開環(huán)控制來控制變換器的工作，但是這種控制方式存在一個明顯的不

11、足：在開關(guān)變換器的輸出電壓發(fā)生較大變化時，開環(huán)控制無法及時準(zhǔn)確地對輸出電壓做出相應(yīng)的調(diào)整。而且，當(dāng)控制脈沖的占空比大于50%時，開關(guān)變換器就無法正常工作。為了解決這些問題，人們提出了閉環(huán)控制及其控制方法。控制電路通過控制功率級開關(guān)器件的占空比來調(diào)節(jié)功率級的輸出。按照占空比的實現(xiàn)方式，開關(guān)dc-dc變換器的控制方法可分為固定頻率控制和可變頻率控制。固定頻率控制，即傳統(tǒng)的脈寬調(diào)制(pulse width modulation, pwm)技術(shù)，主要有電壓型控制3, 11-15, 20和電流型控制1, 2, 4-8, 20?？勺冾l控制，包括恒定導(dǎo)通時間控制9, 10,、恒定關(guān)斷時間控制18, 19和滯

12、環(huán)控制18, 19。psim軟件是一款專門針對開關(guān)變換器和電動機(jī)驅(qū)動開發(fā)的仿真軟件，具有搭建仿真電路簡單，分析仿真波形方便的特點，是研究分析開關(guān)變換器的有效工具。反激式變換器常被用作ac-dc變換中的功率因素校正器16, 17，而反激式變換器工作在dc-dc方式下的研究較少，本文將利用psim仿真軟件，分別搭建電流和電壓反饋控制20反激式變換器工作在dc-dc方式下的仿真電路，通過電路仿真分析不同控制方式和不同電路參數(shù)對反激式變換器工作在dc-dc方式下的影響，并分析比較兩種控制方法的特點，給出相應(yīng)控制方法下反激式變換器穩(wěn)定工作的參數(shù)域。2 開關(guān)dc-dc變換器及其控制技術(shù)簡介2.1 開關(guān)dc

13、-dc變換器開關(guān)dc-dc(直流直流)變換器又稱斬波器，其功能是將不穩(wěn)定的直流電壓變換成所需的各種穩(wěn)定的直流電壓。2.1.1 buck變換器buck變換器即降壓變換器是最基本的開關(guān)dc-dc變換器，其電路拓?fù)淙鐖D2.1所示，它是由輸入電源e、功率開關(guān)管s、跟隨二極管d、電感l(wèi)、電容c和負(fù)載電阻r組成的二階功率變換器電路。圖2.1 buck變換器原理圖 工作原理： buck電路降壓斬波器，其輸出平均電壓vo小于輸入電壓e，極性相同。當(dāng)開關(guān)管s導(dǎo)通時，電感電流i1如圖所示方向流過電感線圈l，電流線性增加，電能以磁場能量形式儲存在電感線圈l。此時，對電容c充電，負(fù)載r上流過的電流為i2，r兩端的輸出

14、電壓為v0，極性上正下負(fù)。由于開關(guān)管s導(dǎo)通，續(xù)流二極管d陽極接e負(fù)極，續(xù)流二極管d承受反方向電壓，呈現(xiàn)高阻態(tài)。2.1.2 boost變換器圖2.2 boost變換器原理圖boost變換器即升壓變換器是一種基本的開關(guān)dc-dc變換器，其電路拓?fù)淙鐖D2.2所示，它是由輸入電源e、功率開關(guān)管s、跟隨二極管d、電感l(wèi)、電容c和負(fù)載電阻r組成的二階功率變換器電路。工作原理：boost電路升壓斬波器，其輸出平均電壓vo大于輸入電壓e，極性相同。且boost變換器又稱為升壓變換器、并聯(lián)開關(guān)電路、三端開關(guān)型升壓穩(wěn)壓器。如圖2.2所示由于線圈l中的磁場將改變線圈l兩端的電壓極性，以保持電感電流不變。這樣線圈l磁

15、能轉(zhuǎn)化成電感電壓與電源vs串聯(lián)，以高于負(fù)載r兩端電壓向電容c、負(fù)載r供電。高于負(fù)載兩端電壓時，電容有充電電流；等于負(fù)載兩端電壓時，充電電流為零；負(fù)載電壓下降時，電容向負(fù)載r放電，維持負(fù)載兩端電壓不變。2.1.3 buck-boost變換器圖2.3 buck-boost變換器原理圖buck-boost變換器即升壓或降壓變換器是一種基本的開關(guān)dc-dc變換器，其電路拓?fù)淙鐖D2.3所示，它是由輸入電源e、功率開關(guān)管s、跟隨二極管d、電感l(wèi)、電容c和負(fù)載電阻r組成的二階功率變換器電路。工作原理：buck-boost電路降壓或升壓斬波器，其輸出平均電壓vo大于或小于輸入電壓e，極性相反，電感傳輸。且bu

16、ck-boost變換器又稱為降壓-升壓變換器、反號變換器。當(dāng)開關(guān)s導(dǎo)通時，電流i1流過電感線圈l，l存儲能量。當(dāng)開關(guān)管s斷開時，電感電流有減小趨勢，電感線圈產(chǎn)生自感電勢反向，為下正上負(fù)，二極管d受正向偏壓而導(dǎo)通，負(fù)載上有了輸出電壓v0，電容c充能存儲，以備s轉(zhuǎn)至導(dǎo)通時放點維持v0不變。2.1.4 反激式變換器圖2.4 反激式變換器原理圖電路組成：其主要電路由一個輸入電壓e，受控切換s，失控的開關(guān)二極管d，電容c，負(fù)載電阻r，和一個變壓器組成的。工作原理：flyback電路反激式變換器是一種隔離式開關(guān)變換器，該變換器利用變壓器實現(xiàn)了輸入與輸出電氣隔離。反激式功率變換器的電路原理圖如圖2.4所示。

17、電路的工作過程是：當(dāng)功率開關(guān)管s在控制器控制下導(dǎo)通時，有電流流過變壓器原邊電感，電流線性上升，圖中變壓器原邊電壓為正，這時變壓器次級的二極管反向偏置而截止，無電流，負(fù)載由先前被充電的輸出電容c供電。由于開關(guān)管s導(dǎo)通，初級有電流從零開始線性上升，輸人電源的電能轉(zhuǎn)變?yōu)榇拍?l1 i12/2)，并儲存在變壓器原邊電感中。當(dāng)開關(guān)管s截止時，圖中變壓器原邊電壓變負(fù)，二極管正偏而導(dǎo)通，儲存在變壓器中的磁能轉(zhuǎn)變?yōu)殡娔?，一方面對輸出電容c0充電，以電能的形式儲存起來，同時還供給負(fù)載以電流。在這種電路中，只要改變開關(guān)管的開關(guān)頻率、占空比以及初級和次級電感的圈數(shù)比，就可以對輸出電壓、電流和功率進(jìn)行控制和調(diào)節(jié)。應(yīng)當(dāng)

18、強(qiáng)調(diào)的是，反激式變換器中的變壓器，并非真正意義上的變壓器，它的初級和次級中的電流不在同一時刻出現(xiàn)。我們知道，作為變壓器，初級和次級的電壓、電流波形應(yīng)該完全一致；且磁芯中不存在直流分量；只需要很少的勵磁電流就能將輸入電能轉(zhuǎn)化成磁能，并傳輸?shù)酱渭壺?fù)載中。但是在反激式變換器電路中，初級和次級線圈中的電流并非同時出現(xiàn)，而且都是單向的脈動電流，有很大的直流成分。所以，在反激式變換器中，變壓器的磁芯一定要開氣隙。由以上分析知：圖2.4中的變壓器實際上只是兩個耦合得很緊的、圈數(shù)分別為n1 、n2 的電感l(wèi)1 和l2，它們之間漏磁應(yīng)當(dāng)盡可能少。這種變壓器在次級上產(chǎn)生的感應(yīng)電壓和初級電感上的電壓之間，滿足匝比n

19、1 ：n2的正比例關(guān)系，除此之外，它和普通意義上的變壓器毫無共同之處。因此稱它為變壓器耦合變換器不如稱它為電感耦合變換器更恰當(dāng)一些。反激式變換器所需外接的元件很少，動態(tài)范圍大，在中小功率的電源中應(yīng)用較多。作為led的驅(qū)動電源也很常用。它的輸人電壓可以是直流，也可以是交流市電通過整流變?yōu)橹绷麟妷簛頌樗╇姟Ｏ旅鎸Ψ醇な阶儞Q器中的電壓、電流作一些定量分析。在功率開關(guān)管s及初級電感導(dǎo)通期間(t )有： （1）或者寫作 （2）當(dāng)開關(guān)管s截止、二極管d導(dǎo)通期間(t2)，電感的反向電壓使次級的二極管d導(dǎo)通，有： （3）或 （4）在t1期間，l1儲存的磁能為l1i1p2 / 2；在t2期間，l2儲存的磁能為

20、l2i2p2 / 2。如變壓器的效率為t，則有： （5）考慮到電感與線圈圈數(shù)的平方成正比，則l1 / l2 = (n1 / n2)2 ，于是有： （6）即 （7）再者,負(fù)載中流過的直流電流i0應(yīng)等于次級電流在一周期內(nèi)的平均值，即 （8）引入整流器的效率r （9）即 （10）類似地，可以求出輸入電流的平均值 （11）則輸入功率pin = viniin = vini1pd / 2,將式（11）代入得： （12）總效率以 = tr 表示，則輸入功率為： （13）由以上諸式不難得到： （14） （15） （16）2.2 開關(guān)dc-dc變換器控制技術(shù)開關(guān)變換器由功率級和控制電路組成?？刂齐娐返墓δ苁钦{(diào)節(jié)

21、功率級開關(guān)管的導(dǎo)通時間，使功率級電路的輸出保持恒定。按照占空比的實現(xiàn)方式，開關(guān)變換器的控制方式可分為固定頻率控制和可變頻率控制兩種18, 19。2.2.1 固定頻率控制技術(shù)固定頻率控制即開關(guān)周期固定不變，通過調(diào)整一個周期內(nèi)開關(guān)導(dǎo)通時間來調(diào)節(jié)功率級輸出，即使傳統(tǒng)的脈寬調(diào)制(pulse width modulation, pwm)技術(shù)，主要有電壓反饋控制(voltage mode control, vm)和電流反饋控制(current mode control, cm)。1. 電壓反饋控制圖2.4所示為電壓型控制buck變換器，圖2.5為其對應(yīng)的主要波形。從圖2.4可以看出，電壓型控制方法是利用輸

22、出電壓采樣作為控制環(huán)的輸人信號，將該信號與基準(zhǔn)電壓vref，進(jìn)行比較，并將比較的結(jié)果放大生成誤差電壓ve。誤差電壓ve與振蕩器生成的鋸齒波vsaw進(jìn)行比較生成一脈寬與ve大小成正比的方波，該方波經(jīng)過鎖存器和驅(qū)動電路(圖中未畫出驅(qū)動電路)驅(qū)動開關(guān)管導(dǎo)通和關(guān)斷，以實現(xiàn)開關(guān)變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)。早期文獻(xiàn)中duty cycle control(duty ratio programmed contr01)都是特指的電壓型控制。在電流型控制方法出現(xiàn)之后，才明確提出了voltage mode control的說法。電壓型控制方法只檢測輸出電壓一個變量，因而只有一個控制環(huán)，所以設(shè)計和分析相對比較簡單。由于鋸齒

23、波的幅值比較大，抗干擾能力比較強(qiáng)。其主要缺點是輸入或輸出的變化只能在輸出改變時才能檢測到并反饋回來進(jìn)行糾正，因此響應(yīng)速度比較慢。由于電壓型控制對負(fù)載電流沒有限制，因而需要額外的電路來限制輸出電流。 圖2.4 電壓型控制電路 圖2.5 電壓型控制主要波形圖電壓模式控制pwm是六十年代后期開關(guān)穩(wěn)壓電源剛剛開始發(fā)展起來就采用的第一種控制方法。該方法與一些必要的過電流保護(hù)電路相結(jié)合，至今任然在工業(yè)界很好的被廣泛應(yīng)用。電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環(huán)，采用脈沖寬度調(diào)制法。優(yōu)點：(1) pwm 三角波幅值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時具有較好的抗噪聲裕量；(2) 占空比調(diào)節(jié)不受限制；(3) 對于多電路輸出電源，他們

24、之間的交互調(diào)節(jié)效應(yīng)較好；(4) 單一反饋電壓閉環(huán)設(shè)計，調(diào)試比較容易；(5) 對輸出負(fù)載的變化有較好的響應(yīng)調(diào)節(jié)。缺點： (1) 對輸出電壓的變化動態(tài)響應(yīng)較慢；(2) 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計本來就較復(fù)雜閉環(huán)增益隨輸入電壓變化使其更為復(fù)雜；(3) 輸出lc濾波器給控制環(huán)增加了雙極點，在補(bǔ)償設(shè)計誤差放大器時，需要將極點低頻衰減買或者增加一個零點進(jìn)行補(bǔ)償；(4) 在傳感及控制磁芯飽和故障方面較為麻煩復(fù)雜。2. 電流反饋控制電流型控制(current mode contr01)又稱為current injection(或injected)control或current programmed control，1978

25、年首次提出。電流型控制同時引入電容電壓和電感電流2個狀態(tài)變量作為控制變量，提高開關(guān)電源pwm控制策略的性能。由圖2.6和圖2.7可以看出，電流型控制方法和電壓型控制方法的主要區(qū)別在于：電流型控制方法用開關(guān)電流波形代替電壓型控制方法的鋸齒波作為pwm比較器的一個輸入信號。電流型控制方法的工作原理為：在每個周期開始時，時鐘信號使鎖存器復(fù)位開關(guān)管導(dǎo)通，開關(guān)電流由初始值線性增大，檢測電阻rs上的電壓vs也線性增大，當(dāng)vs增大到誤差電壓vs時，比較器翻轉(zhuǎn),使鎖存器輸出低電平，開關(guān)管關(guān)斷。直到下一個時鐘脈沖到來開始一個新的周期。 圖2.6 電流型設(shè)計電路 圖2.7 電流型控制主要波形圖由于電流型控制方法采

26、用輸出電流前饋控制，相對于電壓型控制方法有更快的負(fù)載或輸入瞬態(tài)響應(yīng)速度，減小了輸出電壓的紋波；且由于其自身具有限流的功能，易于實現(xiàn)變換器的過流保護(hù)，因而在多個電源并聯(lián)時，更便于實現(xiàn)均流。但電流型控制方法在占空比大于50時要產(chǎn)生次諧波振蕩，從而產(chǎn)生穩(wěn)定性問題。這通?？稍诒容^器輸入端使用一個補(bǔ)償斜坡來消除。以上的電流型控制由于不能精確控制電流以及抗干擾性差等缺點，提出了平均電流型控制(average current mode control)。為了與平均電流型控制方法區(qū)別，上文所述的控制方法又稱為峰值電流型控制(peak current mode control)。平均電流型控制方法的控制電路見圖

27、2.8，檢測電流經(jīng)電流積分器積分后與誤差電壓ve相減，其差值與鋸齒波比較生成控制脈寬驅(qū)動開關(guān)。平均電流型控制方法不但提高了電流的控制精度，而且抗干擾性強(qiáng)，但是響應(yīng)速度比峰值電流控制方法慢。電流模式控制的概念在流逝年代后期來源于具有原邊電流保護(hù)功能的單端自己是反擊開關(guān)電源。在氣勢年代后期才從學(xué)術(shù)上作深入地建模研究。直至八十年代初期，第一批電流模式控制pwm集成電路的出現(xiàn)使得電流模式控制迅速推廣應(yīng)用。優(yōu)點：(1) 暫態(tài)閉環(huán)響應(yīng)較快，對輸入電壓變化和輸出負(fù)載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)均快；(2) 控制環(huán)易于設(shè)計；(3) 輸入電壓的調(diào)整可與電壓模式種植的輸出電壓前饋技術(shù)相媲美；(4) 簡單自動的磁通平衡功能；(

28、5) 瞬時峰值電流限流功能，在內(nèi)在固有的逐個脈沖限流功能6自動均流碧蓮功能。缺點：(1) 占空比大于50%的開環(huán)不穩(wěn)定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差；(2) 閉環(huán)響應(yīng)不如平均電力模式控制理想；(3) 容易發(fā)生次諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發(fā)生高頻次諧波振蕩的可能性，因而需要斜坡補(bǔ)償；(4) 對噪聲敏感，抗噪聲性差。因為電感處于連續(xù)儲能電流狀態(tài)，于控制電壓變成決定的電流平相比較，開關(guān)器件改變關(guān)斷時刻，是系統(tǒng)進(jìn)入次諧波振蕩；(5) 電路拓?fù)涫芟拗疲?6) 對多路輸出電源的交互調(diào)節(jié)性能不好。 圖2.8 平均電流型控制 圖2.9 電荷型控制電荷型控制方法(charge contro

29、l)是能夠精確控制電流的另一種方法，其電路如圖2.9所示。在開關(guān)s開通時電感電流對電容ct進(jìn)行充電，當(dāng)電容電壓達(dá)到誤差電壓以時比較器翻轉(zhuǎn)關(guān)斷s。直到下個周期時鐘脈沖到來再次開啟s。在s關(guān)斷期間ct將充電電荷完全放掉。電荷型控制方法可以控制每個周期的電量，可以更快更有效地控制電流。但是它不限制最大電感電流，并且對電流的瞬態(tài)變化響應(yīng)速度慢，不能有效地保護(hù)開關(guān)管等功率器件。2.2.2 可變頻率控制技術(shù)可變頻率控制的開關(guān)控制周期隨輸入輸出的變化而發(fā)生改變，其開關(guān)頻率是可變的，可分為：恒定導(dǎo)通時間控制，恒定關(guān)斷時間控制和滯環(huán)控制。1. 恒定導(dǎo)通時間控制開關(guān)變換器的恒定導(dǎo)通時間(cot)控制是一種特殊的脈

30、頻調(diào)制(pulse frequency modulation，pfm)控制技術(shù)，cot控制開關(guān)變換器在每一個開關(guān)周期內(nèi)具有恒定導(dǎo)通時間ton，通過控制開關(guān)管的導(dǎo)通時刻，實現(xiàn)開關(guān)變換器輸出電壓的調(diào)整。 cot控制不需要pi調(diào)節(jié)器，具有結(jié)構(gòu)簡單，動態(tài)響應(yīng)速度快、輕載效率高等優(yōu)點而在工程實際中得到廣泛的重視和應(yīng)用。 圖2.10 cot控制buck變換器 （a）電路圖；（b）工作波形圖2.10所示為cot控制buck變換器電路及其主要工作波形，cot控制器由比較器，導(dǎo)通定時器（on timer）和rs觸發(fā)器構(gòu)成。當(dāng)buck變換器輸出電壓瞬時值vo低于參考電壓vref時，比較器輸出高電平，rs觸發(fā)器置位

31、，開關(guān)管s導(dǎo)通,輸出電壓上升,導(dǎo)通定時器決定開關(guān)管的導(dǎo)通時間ton。開關(guān)管導(dǎo)通ton時間后，導(dǎo)通定時器輸出一個窄脈沖，使rs觸發(fā)器復(fù)位，開關(guān)管關(guān)斷，輸出電壓下降；當(dāng)輸出電壓下降到參考電壓時，開關(guān)管再次導(dǎo)通，進(jìn)入下一個開關(guān)周期。因此，cot控制本質(zhì)上是基于輸出電壓紋波谷值的控制技術(shù)。2. 恒定關(guān)斷時間控制開關(guān)dc-dc變換器的固定關(guān)斷時間(fot)控制也是一種變頻(variable frequency, vf)控制技術(shù)與傳統(tǒng)控制技術(shù)相比，如電流型控制、電壓型控制，cot控制和fot控制因其控制電路不需要誤差放大器及其補(bǔ)償環(huán)路，結(jié)構(gòu)簡單，容易實現(xiàn)，具有動態(tài)響應(yīng)速度快、輕載效率高等優(yōu)點。fot控制b

32、uck變換器的電路原理圖及其穩(wěn)定工作時的時域波形如圖2.11所示圖1(a)中虛線框外是buck變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的主電路，包括輸入電壓e、開關(guān)管s、續(xù)流二極管d、電感線圈l、輸出電容c、輸出電容esr r和負(fù)載電阻r；虛線框內(nèi)是fot控制電路，由比較器、關(guān)斷定時器(off timer)和rs觸發(fā)器構(gòu)成。當(dāng)buck變換器輸出電壓瞬時值vo(t)到達(dá)參考電壓vref時，比較器輸出高電平，rs觸發(fā)器端輸出電壓vs為低電平，開關(guān)管s關(guān)斷，vo開始下降。開關(guān)管的關(guān)斷時間由關(guān)斷定時器決定，當(dāng)關(guān)斷固定時間toff后，關(guān)斷定時器輸出一個窄脈沖，使rs觸發(fā)器端vs為高電平，s導(dǎo)通，vo上升。當(dāng)vo上升到vref時，

33、s再次關(guān)斷，進(jìn)入下一個開關(guān)控制周期。因此，fot控制本質(zhì)上是基于輸出電壓紋波的控制技術(shù)。 圖2.11 fot控制buck變換器 (a) 電路圖；(b) 穩(wěn)定工作波形2.3 psim軟件簡介psim 是專門為電力電子和電動機(jī)控制設(shè)計的一款仿真軟件。它可以快速的仿真和便利地與用戶接觸，為電力電子，分析和數(shù)字控制和電動機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)研究提供了強(qiáng)大的仿真環(huán)境。psim和它的3個其它模型：電動機(jī)驅(qū)動模型，數(shù)字控制模型和聯(lián)結(jié)模型。電動機(jī)驅(qū)動模型已經(jīng)在機(jī)器模型和為驅(qū)動系統(tǒng)研究的機(jī)械裝備模型里建立起來了。數(shù)字控制模型為數(shù)字控制分析提供了離散的元素，例如：零狀態(tài)監(jiān)控，z-domain 轉(zhuǎn)換功能blocks,量子化b

34、locks，數(shù)字濾波器。聯(lián)結(jié)模型為共同仿真在psim 和matlab / simulink 之間提供了相互接觸。psim仿真軟件包括3 個方面：電路示意性的程序psim，psim 仿真器，波形形成過程項目simview。而一個電路在psim里表現(xiàn)為4個部分：電力電路，控制電路，傳感器和開關(guān)控制器。電力電路包括轉(zhuǎn)換裝置，諧振分支，變壓器，連接感應(yīng)器。s域和z域里的元器件和邏輯元器件和非線性元器件被用于控制電路。傳感器測量電力、電路、電壓和電流，并把數(shù)值傳于控制電路。門信號經(jīng)常由控制電路產(chǎn)生并通過開關(guān)控制器反饋到電力電路來控制開關(guān)。3 反激式變換器的建模與仿真分析在控制技術(shù)中，峰值電流(peak

35、current mode, pcm)控制及電壓(voltage mode, vm)反饋控制都是一種常用的控制方法。本章將通過搭建pcm控制和vm控制反激式變換器psim仿真電路，通過仿真分析其工作情況和動力學(xué)特性，并給出其工作時典型的時域波形圖和相軌圖。由于反激式變換器中變壓器原副邊的電流傳導(dǎo)不是連續(xù)的，故不能直接采用原副邊的電流作為研究反激式變換器的電路變量，在此，引入安匝和3作為研究反激式變換器的一個電路變量。考慮到變壓器原副邊匝數(shù)比為n1:n2 = 3:2，從而得出安匝和的表達(dá)式是： （17）3.1 pcm控制反激式變換器的psim建模pcm控制反激式變換器的psim電路仿真建模步驟如下

36、：1）用psim軟件建立一個新的電路模型，命名為pcm-fly back；2）在psim中打開電源模塊組，復(fù)制一個電源模塊e到pcm-fly back中，暫設(shè)定電壓值為8.9v。3）打開電力電子模塊及元器件模塊組，分別復(fù)制受控切換，失控的開關(guān)二極管d，電容c，負(fù)載電阻r，和一個變壓器到pcm-fly back電路圖中，對各元器件進(jìn)行連接，從而得出如圖3.1所示。4）設(shè)定變壓器的參數(shù)是初級繞組的電感l(wèi)1，且原來初級和次級線圈的比例n1：n2，電容c的值為470 f，輸入電壓為e = 8.9 v，負(fù)載r為1 ，且參考電流iref定為1.2 a，考慮到變壓器原副邊匝數(shù)比為n1:n2 = 3:2，所以

37、引入的安匝和 = 3 i1 + 2 i2。5）所有組件都被假定為理想。開關(guān)是由峰值電流控制的。我們通過采樣電阻把原邊電流采集下來，所得信號i1送入比較器。與參考電流值iref進(jìn)行比較，當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時，電感電流上升，達(dá)到峰值（有參考電流控制）；這時比較器輸出信號，使開關(guān)關(guān)斷，電感電流下降。下一個開關(guān)周期，開關(guān)再次導(dǎo)通如此進(jìn)行周期性變化。我們用頻率為10khz來調(diào)制電感電流，一般情況下開關(guān)周期內(nèi)電感電流峰值的包絡(luò)線波動很小時，電感電流峰值與平均值很接近。但這意味著電感電流上升坡度平緩，要求電感大。由開關(guān)的門極信號控制電感電流的高頻調(diào)制。這種控制方法中，開關(guān)頻率是恒定的。圖3.1 電流峰值控制反激式變

38、換器3.2 pcm控制反激式變換器的仿真分析在不同的電路參數(shù)下，采用pcm控制反激式變換器的psim仿真電路，本節(jié)通過時域波形和相軌圖研究分析了pcm控制反激式變換器的周期1，周期2，及混沌狀態(tài)。不同電路參數(shù)下，周期1狀態(tài)，周期2狀態(tài)，及混沌狀態(tài)的時域波形圖和相軌圖如下：周期1狀態(tài)：當(dāng)電容值c = 470 f，輸入電壓e = 18 v，負(fù)載r = 1 ，參考電流iref = 1.2 a時，反激式變換器工作在ccm模式周期1狀態(tài)，其時域波形圖和相軌圖如圖3.2所示。 (a) (b)圖3.2 周期1狀態(tài)的仿真圖 (a) 時域波形； (b) 相軌圖由仿真可以得出，pcm控制反激式變換器可在較寬輸入電

39、壓范圍工作，且均工作在ccm模式。周期2狀態(tài)：當(dāng)電容值c = 470 f，輸入電壓為e = 18 v，負(fù)載r = 24 ，且參考電流iref = 1.2 a。我們得出一個dcm的周期2的時域波形圖和相軌圖。如圖3.3所示： (a) (b)圖3.3 周期2狀態(tài)的仿真圖 (a) 時域波形； (b) 相軌圖混沌狀態(tài)1：當(dāng)參考電流iref = 2 a，電容值c = 470 f，輸入電壓e = 11 v，負(fù)載r = 20 。我們得出一個混沌的時域波形圖和相軌圖。如圖3.4所示： (a) (b)圖3.4 混沌狀態(tài)1的仿真圖 (a) 時域波形； (b) 相軌圖混沌狀態(tài)2：當(dāng)參考電流iref = 2 a，取電

40、容值c = 470 f，輸入電壓e = 11 v，負(fù)載r = 15 。我們得出另一個混沌的時域波形圖和相軌圖。如圖3.5 所示： (a) (b)圖3.5 混沌狀態(tài)2的仿真圖 (a) 時域波形； (b) 相軌圖3.3 vm控制反激式變換器的psim建模vm控制反激式變換器psim電路仿真建模步驟如下：1）用psim軟件建立一個新的電路模型，命名為vm-flyback；2）在psim中打開電源模塊組，復(fù)制一個電源模塊e到vm-flyback中，暫設(shè)定電壓值為5v。3）打開電力電子模塊及元器件模塊組，分別復(fù)制受控切換，失控的開關(guān)二極管d，電容c，負(fù)載電阻r，和一個變壓器到vm-flyback電路圖中

41、，對各元器件進(jìn)行連接，且控制回路由一個比較器和一個誤差放大器組成。從而得出如圖3.6所示。4）設(shè)定變壓器的參數(shù)是初級繞組的電感為l1，且原來初級和次級線圈的比例n1：n2 = 3：2，電容c的值為470 f，輸入電壓e = 5 v，負(fù)載r = 5 ，且參考電壓vref定為7 v。5）工作原理為：輸出電壓vo與參考電壓vref的誤差經(jīng)由放大系數(shù)為k的誤差放大器放大，得到控制信號ve與鋸齒波信號vramp比較來控制開關(guān)管。當(dāng)ve vramp時，開關(guān)導(dǎo)通，二極管d截止，原邊電流i1上升，副邊電流i2 = 0；而當(dāng)ve vramp時，開關(guān)截止，二極管d導(dǎo)通，原邊電流i1 = 0，副邊電流i2不斷下降。

42、當(dāng)i2下降到為0時，開關(guān)和二極管都截止，i1 = i2 = 0，稱此時反激式變換器工作在不連續(xù)導(dǎo)通模式（dcm）。前兩種情況下，i1與i2中不同為零時，稱此時反激式變換器工作在連續(xù)導(dǎo)通模式（ccm）。圖3.6 反激式變換器的電壓反饋控制電路3.4 vm控制反激式變換器的仿真分析對搭建出來的反激式變換器的電壓反饋控制電路進(jìn)行psim電路仿真，選取不同的參數(shù)，我們得出周期1狀態(tài)，準(zhǔn)周期狀態(tài)，及多周期狀態(tài)的時域波形圖和相軌圖。我們選取不同的參數(shù)，得出了如下所示的典型時域波形圖和相軌圖：周期1狀態(tài)：選取電路參數(shù)為：e = 5 v，r = 5 ，c = 470 f，n1：n2 = 3：2，vref =

43、7 v，k = 1。我們得到變換器工作在ccm周期1的模式，如圖3.7所示： (a) (b)圖3.7 周期1狀態(tài)2的仿真圖 (a) 時域波形； (b) 相軌圖準(zhǔn)周期狀態(tài)：選取電路參數(shù)為：e=18v，r=24，c=470f ，n1：n2=3：2，vref=7v，k=1。我們得到變換器工作在準(zhǔn)周期的狀態(tài)，如圖3.8所示： (a) (b)圖3.8 準(zhǔn)周期1狀態(tài)2的仿真圖 (a) 時域波形； (b) 相軌圖多周期狀態(tài)：選取電路參數(shù)為：e = 32 v，r = 24 ，c = 470 f ，n1：n2 = 3：2，vref = 5 v，k = 1。我們得到變換器工作在dcm多周期的狀態(tài)，如圖3.9所示：

44、 (a) (b)圖3.9 準(zhǔn)周期1狀態(tài)2的仿真圖 (a) 時域波形； (b) 相軌圖4 反激式變換器的穩(wěn)定工作參數(shù)域仿真與分析4.1 利用輸入電壓和負(fù)載確定穩(wěn)定工作參數(shù)域通過以上的仿真分析可以看出反激式變換器的電流峰值控制電路在參考電流、電容值一定時隨著輸出電壓e、負(fù)載r的改變得出的工作周期是不同的。為此我們把參考電流iref 定為1.2 a，因為在這個參考電流下，電路工作狀態(tài)較穩(wěn)定。然后對輸入電壓e和負(fù)載r兩個參數(shù)確定變換器的穩(wěn)定工作時的參數(shù)區(qū)域。參數(shù)1：當(dāng)負(fù)載的值為24 ，改變輸入電壓e的值。對此進(jìn)行仿真分析來確定隨著輸入電壓e的改變變換器穩(wěn)定工作的參數(shù)區(qū)域。我們由小到大來選取輸入電壓e的

45、參數(shù)：當(dāng)e = 3 v時，得出的時域波形圖和相軌圖是混沌狀態(tài)如圖4.1所示。而取值為5 v、6 v、6.5 v時，得出的波形圖和相軌圖都是失控狀態(tài)。然后取e = 6.5 v得出一個多周期的時域波形圖和相軌圖。如此我們可以得出當(dāng)參考電流iref = 1.2 a，負(fù)載電阻r = 24 時。輸入電壓e在0v6.5v的范圍內(nèi)變壓器是無法穩(wěn)定工作的。 (a) (b)圖4.1 混沌狀態(tài)仿真圖 (a) 時域波形； (b) 相軌圖(r = 24 ，iref = 1.2 a，e = 3 v)繼續(xù)進(jìn)行psim仿真分析得出e取6.6 v 7.8 v時域波形圖與相軌圖都是多周期狀態(tài)，而取值到7.9 v時其時域波形圖和

46、相軌圖為混沌狀態(tài)，取值為8.0 v時其時域波形圖和相軌圖為失控狀態(tài)。而取e = 9 v時，其時域波形圖和相軌圖為穩(wěn)定的周期2的狀態(tài)。如圖4.2所示：當(dāng)輸入電壓e = 7 v時，反激式變換器工作在多周期狀態(tài)。 (a) (b)圖4.2 多周期狀態(tài)仿真圖 (a) 時域波形； (b) 相軌圖(r = 24 ，iref = 1.2 a，e = 7 v) 雖然在e = 6.6 v 7.8 v之間，呈現(xiàn)出穩(wěn)定的多周期狀態(tài)，但在e取7.9 v、8.0 v、8.1 v、8.8 v等參數(shù)時，變換器又表現(xiàn)出混沌和失控狀態(tài)。所以這段數(shù)據(jù)不便于研究分析，而取e = 8.9 v卻是不連續(xù)導(dǎo)通的周期2的狀態(tài)，我們進(jìn)一步研究

47、e 8.9 v的狀態(tài)，研究其在穩(wěn)定工作狀態(tài)下變壓器的具體工作周期。我們?nèi) = 9 v、10 v、11 v、12 v一直到e = 40 v。因為實際中電壓不會太大，電子電壓一般在幾十伏工作，所以我們把輸入電壓最高定為36 v。我們一步步仿真分析得出：（1） 當(dāng)8.9 v e 11 v時，變換器為不連續(xù)導(dǎo)通的周期2的狀態(tài)下工作。（2） 當(dāng)11 v e 12 v時，變換器為不連續(xù)導(dǎo)通的周期1的狀態(tài)下工作。（3） 當(dāng)12 v e 18 v時，變換器為不連續(xù)導(dǎo)通的周期2的狀態(tài)下工作。（4） 當(dāng)18 v e 30 v時，變換器為連續(xù)導(dǎo)通的周期1的狀態(tài)下工作。（5） 當(dāng)30 v e 36 v時，變換器為不

48、連續(xù)導(dǎo)通的周期1的狀態(tài)下工作。由以上分析，我們可以得出：iref = 1.2 a，負(fù)載r = 24 時，我們可以確定輸入電壓e 8.9 v時，變換器為穩(wěn)定的工作狀態(tài)。以上研究我們僅僅是確定了參考電流和負(fù)載去變化輸入電壓，現(xiàn)在引入一個新的問題：如果負(fù)載產(chǎn)生變化，輸入電壓的穩(wěn)定工作區(qū)間是否也會發(fā)生改變？對此我們進(jìn)行進(jìn)一步研究分析。參數(shù)2：當(dāng)負(fù)載r=50，參考電流不變，用同樣的方法進(jìn)行仿真分析。就以上研究，我們發(fā)現(xiàn)輸入電壓越大，其工作狀態(tài)越穩(wěn)定。如圖4.3所示： (a) (b)圖4.3 dcm周期1狀態(tài)的仿真圖 (a) 時域波形； (b) 相軌圖(r = 50 ，iref = 1.2 a，e = 6

49、0 v) 當(dāng)e = 7.5 v時，變換器出現(xiàn)失控狀態(tài)。而取e = 7.6 v卻是不連續(xù)導(dǎo)通的周期2的狀態(tài)，所以我們大致確定此參數(shù)下當(dāng)輸入電壓大于7.6 v的時候變換器為穩(wěn)定工作狀態(tài)。其穩(wěn)定工作狀態(tài)下的具體工作周期情況如下：（1） 當(dāng)7.6 v e 9 v時，變換器為不連續(xù)導(dǎo)通的周期2的狀態(tài)下工作。（2） 當(dāng)9 v e 13 v時，變換器為不連續(xù)導(dǎo)通的周期1的狀態(tài)下工作。（3） 當(dāng)13 v e 21 v時，變換器為不連續(xù)導(dǎo)通的周期2的狀態(tài)下工作。（4） 當(dāng)21 v e 36 v時，變換器為不連續(xù)導(dǎo)通的周期1的狀態(tài)下工作。有以上分析得出：我們可以得出：iref = 1.2 a，負(fù)載r = 50 時，我們可以確定輸入電壓v時，變換器為穩(wěn)定的工作狀態(tài)。參數(shù)3：當(dāng)取負(fù)載r =80 時，用同樣的方法進(jìn)行仿真分析，當(dāng)e=7.1 v時，變換器出現(xiàn)失控狀態(tài)。而取e = 7.2 v卻是不連續(xù)導(dǎo)通的周期2的狀態(tài),所