SG3524的功能

1、摘要：論述了單相正弦波逆變器的工作原理，介紹了SG3524的功能及產(chǎn)生SPWM波的方法，對(duì)逆變器的控制及保護(hù)電路作了詳細(xì)的介紹，給出了輸出電壓波形的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。 關(guān)鍵詞：逆變器；正弦波脈寬調(diào)制；場(chǎng)效應(yīng)管引言當(dāng)鐵路、冶金等行業(yè)的一些大功率非線性用電設(shè)備運(yùn)行時(shí)，將給電網(wǎng)注入大量的諧波，導(dǎo)致電網(wǎng)電壓波形畸變。根據(jù)我們的實(shí)驗(yàn)觀察，在發(fā)生嚴(yán)重畸變時(shí)，電壓會(huì)出現(xiàn)正負(fù)半波不對(duì)稱，頻率也會(huì)發(fā)生變化。這樣的供電電壓波形，即使是一般的電力用戶，也難以接受，更無(wú)法用其作為檢修、測(cè)試的電源。同時(shí)，在這種情況下，一般的穩(wěn)壓電源也難以達(dá)到滿意的穩(wěn)壓效果。為此，我們?cè)O(shè)計(jì)了該逆變電源。其控制電路采用了2片集成脈寬調(diào)制電路芯片S

2、G3524，一片用來(lái)產(chǎn)生PWM波，另一片與正弦函數(shù)發(fā)生芯片ICL8038做適當(dāng)?shù)倪B接來(lái)產(chǎn)生SPWM波。集成芯片比分立元器件控制電路具有更簡(jiǎn)單、更可靠的特點(diǎn)和易于調(diào)試的優(yōu)點(diǎn)。圖1 系統(tǒng)主電路和控制電路框圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及框圖圖1示出了系統(tǒng)主電路和控制電路框圖。交流輸入電壓經(jīng)過(guò)共模抑制環(huán)節(jié)后，再經(jīng)工頻變壓器降壓，然后整流得到一個(gè)直流電壓，此電壓經(jīng)過(guò)Boost電路進(jìn)行升壓，在直流環(huán)上得到一個(gè)符合要求的直流電壓350V（50Hz/220V交流輸出時(shí)）。DC/AC變換采用全橋變換電路。為保證系統(tǒng)可靠運(yùn)行,防止主電路對(duì)控制電路的干擾，采用主、控電路完全隔離的方法，即驅(qū)動(dòng)信號(hào)用光耦隔離，反饋信號(hào)用變壓器隔離，

3、輔助電源用變壓器隔離。過(guò)流保護(hù)電路采用電流互感器作為電流檢測(cè)元件，其具有足夠快的響應(yīng)速度，能夠在MOS管允許的過(guò)流時(shí)間內(nèi)將其關(guān)斷。2 控制及保護(hù)電路為了降低成本，使用兩塊集成PWM脈沖產(chǎn)生芯片SG3524和一塊函數(shù)芯片ICL8038，使得控制電路簡(jiǎn)潔，易于調(diào)試。2.1 SG3524的功能及引腳圖2所示為SG3524的結(jié)構(gòu)框圖和引腳圖。SG3524工作過(guò)程是這樣的：直流電源Vs從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準(zhǔn)電壓穩(wěn)壓器的輸入端，產(chǎn)生穩(wěn)定的5V基準(zhǔn)電壓。5V再送到內(nèi)部（或外部）電路的其他元器件作為電源。振蕩器腳7須外接電容CT，腳6須外接電阻RT。振蕩器頻率f由外接電阻RT和電

4、容CT決定，f=1.18/RTCT。本設(shè)計(jì)將Boost電路的開(kāi)關(guān)頻率定為10kHz，取CT=0.22F，RT=5k；逆變橋開(kāi)關(guān)頻率定為5kHz，取CT=0.22F，RT=10k。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時(shí)鐘脈沖形式送至雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及兩個(gè)或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端，比較器的反向端接誤差放大器的輸出。誤差放大器實(shí)際上是個(gè)差分放大器，腳1為其反向輸入端；腳2為其同相輸入端。通常，一個(gè)輸入端連到腳16的基準(zhǔn)電壓的分壓電阻上（應(yīng)取得2.5V的電壓），另一個(gè)輸入端接控制反饋信號(hào)電壓。本系統(tǒng)電路圖中，在DC/DC變換部分，SG35241芯片的腳1接控制反饋信號(hào)電壓，腳2接在基準(zhǔn)電壓的分

5、壓電阻上。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進(jìn)行比較，從而在比較器的輸出端出現(xiàn)一個(gè)隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個(gè)輸入端?；蚍情T的另兩個(gè)輸入端分別為雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器和振蕩器鋸齒波。雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的兩個(gè)輸出端互補(bǔ)，交替輸出高低電平，其作用是將PWM脈沖交替送至兩個(gè)三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入了死區(qū)時(shí)間，保證V1及V2兩個(gè)三極管不可能同時(shí)導(dǎo)通。最后，晶體管V1及V2分別輸出脈沖寬度調(diào)制波，兩者相位相差180。當(dāng)V1及V2并聯(lián)應(yīng)用時(shí)，其輸出脈沖的占空比為090；當(dāng)V1及V2分開(kāi)使用時(shí)，輸出脈沖的占空比為045，脈沖頻率為振蕩器頻率的1/2，在本

6、系統(tǒng)電路圖（圖1）中，兩塊SG3524都為并聯(lián)使用。當(dāng)腳10加高電平時(shí)，可實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出脈沖的封鎖，進(jìn)行過(guò)流保護(hù)。2.2 利用SG3524生成SPWM信號(hào)按照上述SG3524的工作原理，要得到SPWM波，必須得有一個(gè)幅值在13.5V，按正弦規(guī)律變化的饅頭波，將它加到SG35242內(nèi)部，并與鋸齒波比較，就可得到正弦脈寬調(diào)制波。我們?cè)O(shè)計(jì)的控制電路框圖，以及實(shí)際電路各點(diǎn)的波形，如圖3所示。正弦波電壓ua由函數(shù)發(fā)生器ICL8038產(chǎn)生。ICL8038引腳和具體的接法如圖4所示。正弦波的頻率由R1，R2和C來(lái)決定，f=，為了調(diào)試方便，我們將R1及R2都用可調(diào)電阻，R2和R是用來(lái)調(diào)整正弦波失真度用的。在實(shí)驗(yàn)中

7、我們測(cè)得當(dāng)f=50Hz時(shí)，R1R2=9.7k，其中C=0.22F。正弦波信號(hào)產(chǎn)生后，一路經(jīng)過(guò)精密全波整流，得到饅頭波uc，另一路經(jīng)過(guò)比較器得到與正弦波同頻率，同相位的方波ub。uc與1V基準(zhǔn)經(jīng)過(guò)加法器后得到ud，ud輸入到SG35242的腳1，腳2與腳9相連，這樣ud和鋸齒波將在SG35242內(nèi)部的比較器進(jìn)行比較產(chǎn)生SPWM波ue。分相電路用一塊二輸入與門74LS08和一塊單輸入非門74LS05所組成。ub和ue加到分相電路后就可以得到驅(qū)動(dòng)信號(hào)uf和ug，再將uf和ug加到MOS管驅(qū)動(dòng)電路的光耦原邊，就可以實(shí)現(xiàn)正弦脈寬調(diào)制。2.3 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)電路如圖5所示，它由驅(qū)動(dòng)脈沖放大和5V基

8、準(zhǔn)兩部分組成。脈沖放大包括光耦Vo1，R1和R2，中間級(jí)的VT1，推挽輸出電路VT2和VT3，對(duì)高頻干擾信號(hào)進(jìn)行濾波的C1；5V基準(zhǔn)部分包括R4，VZ1和C2，它既為MOS管提供5V的偏置電壓，又為輸入光耦提供副邊電源。其工作原理是：1）當(dāng)光耦原邊有控制電路的驅(qū)動(dòng)脈沖電流流過(guò)時(shí)，光耦導(dǎo)通，使VT1基極電位迅速下降，VT1截止，導(dǎo)致VT2導(dǎo)通，VT3截止，電源通過(guò)VT2，柵極電阻R5，使MOS管導(dǎo)通；2）當(dāng)光耦原邊無(wú)控制電路的驅(qū)動(dòng)脈沖電流流過(guò)時(shí)，光耦不導(dǎo)通，使VT1基極電位上升，VT1導(dǎo)通，導(dǎo)致VT3導(dǎo)通，VT2截止，MOS管柵極電荷通過(guò)VT3，柵極電阻R5迅速放電，5V偏置電壓使之可靠地關(guān)斷；

9、3）電阻R5和穩(wěn)壓管VZ2，VZ3用以保護(hù)MOS管柵極不被過(guò)高的正、反向電壓所損壞；4）光耦Vo1采用組合光敏管型光耦6N136，具有光敏二極管響應(yīng)速度快，線性特性好，電流傳輸大的優(yōu)點(diǎn)，能滿足實(shí)驗(yàn)的要求。2.4 過(guò)流保護(hù)電路過(guò)流保護(hù)是利用SG3524的腳10加高電平封鎖脈沖輸出的功能。當(dāng)腳10為高電平時(shí)，SG3524的腳11及腳14上輸出的脈寬調(diào)制脈沖就會(huì)立即消失而成為零。過(guò)流信號(hào)取自電流互感器（對(duì)SG35241芯片串接在工頻變壓器的副邊，對(duì)SG35242芯片串接在濾波電路前），經(jīng)整流后得到電流信號(hào)加至如圖6所示過(guò)流保護(hù)電路上。過(guò)流信號(hào)加至電壓比較器LM339的同相端。當(dāng)過(guò)流信號(hào)使同相端電平比

10、反相端參考電平高時(shí)，比較器將輸出高電平，則二極管D2將從原來(lái)的反向偏置狀態(tài)轉(zhuǎn)變?yōu)檎驅(qū)?，并把同相端電位提升為高電平，這一變化將使得電壓比較器一直穩(wěn)定輸出高電平封鎖脈沖，則Boost電路停止工作，在正常狀態(tài)下，比較器輸出零電平，不影響B(tài)oost電路工作。2.5 反饋調(diào)壓電路反饋調(diào)壓電路圖如圖7所示。當(dāng)逆變器正常工作時(shí)，逆變器的輸出信號(hào)接反饋?zhàn)儔浩?，其二次電壓?jīng)整流，濾波，分壓得到反饋電壓uo，顯然，uo的大小正比于逆變器的輸出電壓。調(diào)節(jié)W1可調(diào)節(jié)負(fù)反饋電壓的大小，從而調(diào)節(jié)逆變器輸出電壓的幅值。uo控制信號(hào)被送到SG35241芯片的誤差放大器的反相端腳1。誤差放大器的同相端腳2接參考電平。這樣，

11、SG3524的輸出脈沖的占空比就受到反饋信號(hào)的控制。調(diào)節(jié)過(guò)程是這樣的，當(dāng)逆變器輸出因突加負(fù)載而降低時(shí)，它會(huì)使加在SG35241的腳1的輸入反饋電壓下降，這會(huì)導(dǎo)致SG35241輸出脈沖占空比增加，從而使得Boost電路輸出電壓升高，逆變橋的直流電壓升高，逆變器輸出交流電壓升高。反之亦然。可見(jiàn)，正是通過(guò)SG35241的脈寬調(diào)制組件的控制作用，實(shí)現(xiàn)了整個(gè)逆變器的輸出自動(dòng)穩(wěn)壓調(diào)節(jié)功能。3 逆變器的實(shí)驗(yàn)結(jié)果按本設(shè)計(jì)的SPWM逆變器方案試制了樣機(jī)，其額定輸出功率為300W，濾波器參數(shù)取L=0.7mH，C=5F，濾波效果較好，樣機(jī)的輸出電壓如圖8所示。從直觀看，電壓波形正弦度較好（因條件所限，尚未測(cè)試THD

12、）。用此樣機(jī)帶負(fù)載運(yùn)行，效果較好。實(shí)驗(yàn)表明，本文提出的系統(tǒng)方案是切實(shí)可行的，可以用在鐵路、冶金等大功率非線性用電設(shè)備附近，作為對(duì)電網(wǎng)輸入電壓要求較高的一類負(fù)載（如檢修、測(cè)試設(shè)備）的電源。另外，為了滿足客戶的要求，本電路還可以提供60Hz/110V的正弦電源。 PWM基本原理以及PWM 技術(shù)實(shí)現(xiàn)的幾種方法 介紹了PWM基本原理以及PWM 技術(shù)實(shí)現(xiàn)的幾種方法；分析了雙端輸出式脈寬調(diào)制器SG3524和集成驅(qū)動(dòng)電路IR2110 的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和工作原理，設(shè)計(jì)了采用IGBT 的逆變橋及其驅(qū)動(dòng)、保護(hù)電路。市電經(jīng)過(guò)整流、濾波，然后經(jīng) PWM控制的逆變橋，輸出給負(fù)載。經(jīng)過(guò)安裝調(diào)試，證明了以上設(shè)計(jì)的正確性和實(shí)用性。

13、 關(guān)鍵字 PWM；逆變電路；IGBT 電力電子技術(shù)作為一門新興的高科技學(xué)科，起始于上世紀(jì)50年代末硅整流器件的誕生。上世紀(jì)80年代末期和90年代初期，以MOSFET和IGBT為代表的，集高頻、高壓和大電流于一身的功率半導(dǎo)體復(fù)合器件的出現(xiàn)，表明傳統(tǒng)電力電子技術(shù)已經(jīng)進(jìn)入現(xiàn)代電力電子技術(shù)時(shí)代。采用電力半導(dǎo)體器件構(gòu)成的各種開(kāi)關(guān)電路，按一定的規(guī)律，實(shí)時(shí)的控制器件的工作，可以實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)型電力變換和控制，已被廣泛地應(yīng)用于高品質(zhì)交直流電源、電力系統(tǒng)、變頻調(diào)速、新能源發(fā)電及各種工業(yè)與民用電器等領(lǐng)域，成為現(xiàn)代高科技領(lǐng)域的支撐技術(shù)。當(dāng)前電力電子技術(shù)的發(fā)展趨勢(shì)是高電壓大容量化、高頻化、主電路及保護(hù)控制電路模塊化、產(chǎn)品小

14、型化、智能化和低成本化。大力加強(qiáng)電力電子技術(shù)的應(yīng)用研究，對(duì)改造傳統(tǒng)設(shè)備、實(shí)現(xiàn)產(chǎn)品的更新?lián)Q代和增加產(chǎn)品的科技含量、解決關(guān)系國(guó)民經(jīng)濟(jì)與安全的高新技術(shù)具有重大的經(jīng)濟(jì)及戰(zhàn)略意義。PWM控制技術(shù)已逐漸成熟，通過(guò)其對(duì)半導(dǎo)體電力器件的導(dǎo)通和關(guān)斷進(jìn)行控制，使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈沖來(lái)代替正弦波或其他所需要的波形。按一定的規(guī)則對(duì)各脈沖的寬度進(jìn)行調(diào)制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。這在全控型開(kāi)關(guān)器件的逆變器中得到廣泛應(yīng)用，已有各種單相（如SG3524），三相PWM（如HEF4752）和SPWM 集成芯片（如SA828）隨著電力電子技術(shù)及大規(guī)模集成電路的發(fā)展，PWM

15、調(diào)壓技術(shù)得到了廣泛的應(yīng)用，特別是以PWM為基礎(chǔ)構(gòu)成的變頻系統(tǒng)，以結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，運(yùn)行可靠，節(jié)能效果顯著等突出優(yōu)點(diǎn)在生產(chǎn)、生活領(lǐng)域內(nèi)得到了廣泛應(yīng)用。為此，本文結(jié)合高校電力電子技術(shù)課程的實(shí)踐環(huán)節(jié)，幫助學(xué)生掌握PWM控制技術(shù)的應(yīng)用，介紹PWM調(diào)壓技術(shù)的一種實(shí)現(xiàn)方法。該方案采用集成脈寬調(diào)制電路芯片SG3524 產(chǎn)生PWM 波，通過(guò)驅(qū)動(dòng)集成電路IR2110，驅(qū)動(dòng)逆變橋?qū)崿F(xiàn)調(diào)壓。該電路結(jié)構(gòu)緊湊、安全可靠、易于調(diào)試。1 PWM技術(shù)的多種實(shí)現(xiàn)方法采樣控制理論中有一個(gè)重要結(jié)論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。PWM 控制技術(shù)就是以該結(jié)論為理論基礎(chǔ)，到目前為止，已出現(xiàn)了多種PWM控制技

16、術(shù)。根據(jù)PWM控制技術(shù)的特點(diǎn)，可以劃分為多種方法。1.1 等脈寬PWM 法VVVF（Variable Voltage Variable Frequency）早期是基于PAM（Pulse Amplitude Modulation）控制技術(shù)實(shí)現(xiàn)的，其逆變器部分只能輸出頻率可調(diào)的方波電壓而不能調(diào)壓。等脈寬PWM 法正是為了克服PAM法的這個(gè)缺點(diǎn)發(fā)展而來(lái)的，是PWM法中最為簡(jiǎn)單的一種。它是把每一脈沖的寬度均相等的脈沖列作為PWM波，通過(guò)改變脈沖列的周期以調(diào)頻，該方法的優(yōu)點(diǎn)是簡(jiǎn)化了電路結(jié)構(gòu)，提高了輸入端的功率因數(shù)，但同時(shí)也存在輸出電壓中除基波外，還包含較大的諧波分量。1.2 SPWM法SPWM（Sinu

17、soidal PWM）法是一種比較成熟的、使用較廣泛的PWM法。前面提到的采樣控制理論中的一個(gè)重要結(jié)論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。SPWM法就是以該結(jié)論為理論基礎(chǔ)，用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化，而與正弦波等效的PWM 波形即SPWM 波形控制逆變電路中開(kāi)關(guān)器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應(yīng)區(qū)間內(nèi)的面積相等，通過(guò)改變調(diào)制波的頻率和幅值，調(diào)節(jié)逆變輸出電壓的頻率和幅值。該方法的實(shí)現(xiàn)有幾種方案。1）等面積法實(shí)際上是SPWM 法原理的直接闡釋。用同樣數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替正弦波，然后計(jì)算各脈沖的寬度和間隔，并把這些數(shù)據(jù)存于微機(jī)

18、中，通過(guò)查表的方式生成PWM信號(hào)控制開(kāi)關(guān)器件的通斷，以達(dá)到預(yù)期的目的。由于此方法是以SPWM 控制的基本原理為出發(fā)點(diǎn)，可以準(zhǔn)確地計(jì)算出各開(kāi)關(guān)器件的通斷時(shí)刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在計(jì)算繁瑣，數(shù)據(jù)占用內(nèi)存大，不能實(shí)時(shí)控制的缺點(diǎn)。2）硬件調(diào)制法是為解決等面積法計(jì)算繁瑣的缺點(diǎn)而提出的，其原理就是把所希望的波形作為調(diào)制信號(hào)，把接受調(diào)制的信號(hào)作為載波，通過(guò)對(duì)載波的調(diào)制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作為載波，當(dāng)調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí)，所得到的就是SPWM 波形。其實(shí)現(xiàn)方法簡(jiǎn)單，可以用模擬電路構(gòu)成三角波載波和正弦調(diào)制波發(fā)生電路，用比較器來(lái)確定它們的交點(diǎn)，在交點(diǎn)時(shí)刻對(duì)開(kāi)關(guān)器件的通斷進(jìn)行控

19、制，就可以生成SPWM波。但是，這種模擬電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，難以實(shí)現(xiàn)精確的控制。3）軟件生成法由于微機(jī)技術(shù)的發(fā)展使得用軟件生成SPWM 波形變得比較容易，因此，軟件生成法也就應(yīng)運(yùn)而生。軟件生成法是用軟件來(lái)實(shí)現(xiàn)調(diào)制的方法，有兩種基本算法，即自然采樣法和規(guī)則采樣法。（1）自然采樣法以正弦波為調(diào)制波，等腰三角波為載波進(jìn)行比較，在兩個(gè)波形的自然交點(diǎn)時(shí)刻控制開(kāi)關(guān)器件的通斷，即自然采樣法。其優(yōu)點(diǎn)是所得SPWM波形最接近正弦波。但由于三角波與正弦波交點(diǎn)有任意性，脈沖中心在一個(gè)周期內(nèi)不等距，從而脈寬表達(dá)式是一個(gè)超越方程，計(jì)算繁瑣，難以實(shí)時(shí)控制。（2）規(guī)則采樣法規(guī)則采樣法是一種應(yīng)用較廣的工程實(shí)用方法。一般采用三角波作

20、為載波。其原理就是用三角波對(duì)正弦波進(jìn)行采樣得到階梯波，再以階梯波與三角波的交點(diǎn)時(shí)刻控制開(kāi)關(guān)器件的通斷，從而實(shí)現(xiàn)SPWM法。當(dāng)三角波只在其頂點(diǎn)（或底點(diǎn)）位置對(duì)正弦波進(jìn)行采樣時(shí)，由階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬，在一個(gè)載波周期（即采樣周期）內(nèi)的位置是對(duì)稱的，這種方法稱為對(duì)稱規(guī)則采樣。當(dāng)三角波既在其頂點(diǎn)又在底點(diǎn)時(shí)刻對(duì)正弦波進(jìn)行采樣時(shí)，由階梯波與三角波的交點(diǎn)所確定的脈寬，在一個(gè)載波周期（為采樣周期的2倍）內(nèi)的位置一般并不對(duì)稱，這種方法稱為非對(duì)稱規(guī)則采樣。規(guī)則采樣法是對(duì)自然采樣法的改進(jìn)，其主要優(yōu)點(diǎn)是計(jì)算簡(jiǎn)單，便于在線實(shí)時(shí)運(yùn)算，其中非對(duì)稱規(guī)則采樣法因階數(shù)多而更接近正弦。其缺點(diǎn)是直流電壓利用率較低，線性控

21、制范圍較小。兩方法均適用于同步調(diào)制方式。4）低次諧波消去法低次諧波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次諧波為目的的方法。其原理是對(duì)輸出電壓波形按傅氏級(jí)數(shù)展開(kāi)，表示為u（棕t）=An sin（n棕t），首先確定基波分量A1的值，再令兩個(gè)不同的An=0，就可以建立三個(gè)方程，聯(lián)立求解得A1，A2及A3，這樣就可以消去兩個(gè)頻率的諧波。該方法雖然可以很好地消除所指定的低次諧波。但是，剩余未消去的較低次諧波的幅值可能會(huì)相當(dāng)大，而且同樣存在計(jì)算復(fù)雜的缺點(diǎn)。該方法同樣只適用于同步的調(diào)制方法。1.3 線電壓控制PWM主要包括馬鞍形波和三角波比較法，也就是諧波注入PWM 方式（HIPWM），其原理是在正弦波中

22、加入一定比例的三次諧波，調(diào)制信號(hào)便呈現(xiàn)出馬鞍形，而且幅值明顯降低，于是在調(diào)制信號(hào)的幅值不超過(guò)載波幅值的情況下，可以使基波幅值超過(guò)三角波幅值，提高了直流電壓利用率。在三相無(wú)中線系統(tǒng)中，由于三次諧波電流無(wú)通路，所以三個(gè)線電壓和線電流中均不含三次諧波。除了可以注入三次諧波以外，還可以注入其他3倍頻于正弦波信號(hào)的其他波形，這些信號(hào)都不會(huì)影響線電壓。這是因?yàn)?，?jīng)過(guò)PWM調(diào)制后，逆變電路輸出的相電壓也必然包含相應(yīng)的3倍頻于正弦波信號(hào)的諧波，但在合成線電壓時(shí)，各相電壓中的這些諧波將互相抵消，從而使線電壓仍為正弦波。1.4 電流控制PWM電流控制PWM 的基本思想是把希望輸出的電流波形作為指令信號(hào)，把實(shí)際的電

23、流波形作為反饋信號(hào)，通過(guò)兩者瞬時(shí)值的比較來(lái)決定各開(kāi)關(guān)器件的通斷，使實(shí)際輸出隨指令信號(hào)的改變而改變。其實(shí)現(xiàn)方案主要有以下3種。1）滯環(huán)比較法4 一種帶反饋的PWM 控制方式，即每相電流反饋信號(hào)與電流給定值經(jīng)滯環(huán)比較器，得出相應(yīng)橋臂開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，使得實(shí)際電流跟蹤給定電流的變化。該方法的優(yōu)點(diǎn)是電路簡(jiǎn)單，動(dòng)態(tài)性能好，輸出電壓不含特定頻率的諧波分量。其缺點(diǎn)是開(kāi)關(guān)頻率不固定造成較為嚴(yán)重的噪音，和其他方法相比，在同一開(kāi)關(guān)頻率下輸出電流中所含的諧波較多。2）三角波比較法與SPWM法中的三角波比較方式不同，這里是把指令電流與實(shí)際輸出電流進(jìn)行比較，求出偏差電流，通過(guò)放大器放大后再和三角波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM

24、波。此時(shí)開(kāi)關(guān)頻率一定，因而克服了滯環(huán)比較法頻率不固定的缺點(diǎn)。但是，這種方式的電流響應(yīng)不如滯環(huán)比較法快。3）預(yù)測(cè)電流控制法6 在每個(gè)調(diào)節(jié)周期開(kāi)始，根據(jù)實(shí)際電流誤差，負(fù)載參數(shù)及其他負(fù)載變量，來(lái)預(yù)測(cè)電流誤差矢量趨勢(shì)，因此，下一個(gè)調(diào)節(jié)周期由PWM產(chǎn)生的電壓矢量必將減小所預(yù)測(cè)的誤差。該方法的優(yōu)點(diǎn)是，若給調(diào)節(jié)器除誤差外更多的信息，則可獲得比較快速、準(zhǔn)確的響應(yīng)。目前，這類調(diào)節(jié)器的局限性是響應(yīng)速度及過(guò)程模型系數(shù)參數(shù)的準(zhǔn)確性。1.5 空間電壓矢量控制PWM空間電壓矢量控制PWM（SVPWM）也叫磁通正弦PWM法。它以三相波形整體生成效果為前提，以逼近電機(jī)氣隙的理想圓形旋轉(zhuǎn)磁場(chǎng)軌跡為目的，用逆變器不同的開(kāi)關(guān)模式所

25、產(chǎn)生的實(shí)際磁通去逼近基準(zhǔn)圓磁通，由它們的比較結(jié)果決定逆變器的開(kāi)關(guān)，形成PWM 波形。此法從電動(dòng)機(jī)的角度出發(fā)，把逆變器和電機(jī)看作一個(gè)整體，以內(nèi)切多邊形逼近圓的方式進(jìn)行控制，使電機(jī)獲得幅值恒定的圓形磁場(chǎng)（正弦磁通）。具體方法又分為磁通開(kāi)環(huán)式和磁通閉環(huán)式。磁通開(kāi)環(huán)法用兩個(gè)非零矢量和一個(gè)零矢量合成一個(gè)等效的電壓矢量，若采樣時(shí)間足夠小，可合成任意電壓矢量。此法輸出電壓比正弦波調(diào)制時(shí)提高15%，諧波電流有效值之和接近最小。磁通閉環(huán)式引入磁通反饋，控制磁通的大小和變化的速度，在比較估算磁通和給定磁通后，根據(jù)誤差決定產(chǎn)生下一個(gè)電壓失量，形成PWM波形。這種方法克服了磁通開(kāi)環(huán)法的不足，解決了電機(jī)低速時(shí)，定子電阻

26、影響大的問(wèn)題，減小了電機(jī)的脈動(dòng)和噪音，但由于未引入轉(zhuǎn)矩的調(diào)節(jié)，系統(tǒng)性能沒(méi)有得到根本性的改善。1.6 失量控制PWM矢量控制也稱磁場(chǎng)定向控制，其原理是將異步電動(dòng)機(jī)在三相坐標(biāo)系下的定子電流Ia、Ib及Ic，通過(guò)三相/兩相變換，等效成兩相靜止坐標(biāo)系下的交流電流Ia1 及Ib1 ，再通過(guò)按轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向旋轉(zhuǎn)變換，等效成同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的直流電流Im1及It1（Im1相當(dāng)于直流電動(dòng)機(jī)的勵(lì)磁電流；It1相當(dāng)于與轉(zhuǎn)矩成正比的電樞電流），然后模仿對(duì)直流電動(dòng)機(jī)的控制方法，實(shí)現(xiàn)對(duì)交流電動(dòng)機(jī)的控制。其實(shí)質(zhì)是將交流電動(dòng)機(jī)等效為直流電動(dòng)機(jī)，分別對(duì)速度、磁場(chǎng)兩個(gè)分量進(jìn)行獨(dú)立控制。通過(guò)控制轉(zhuǎn)子磁鏈，然后分解定子電流而獲得轉(zhuǎn)矩和

27、磁場(chǎng)兩個(gè)分量，經(jīng)坐標(biāo)變換，實(shí)現(xiàn)正交或解耦控制。但是，由于轉(zhuǎn)子磁鏈難以準(zhǔn)確觀測(cè)，以及矢量變換的復(fù)雜性，使得實(shí)際控制效果往往難以達(dá)到理論分析的效果，這是矢量控制技術(shù)在實(shí)踐上的不足。此外，它必須直接或間接地得到轉(zhuǎn)子磁鏈在空間上的位置才能實(shí)現(xiàn)定子電流解耦控制，在這種矢量控制系統(tǒng)中需要配置轉(zhuǎn)子位置或速度傳感器，這顯然給許多應(yīng)用場(chǎng)合帶來(lái)不便。1.7 直接轉(zhuǎn)矩控制PWM1985 年德國(guó)魯爾大學(xué)Depenbrock 教授首先提出直接轉(zhuǎn)矩控制理論（Direct Torque Control，簡(jiǎn)稱DTC）。直接轉(zhuǎn)矩控制與矢量控制不同，它不是通過(guò)控制電流、磁鏈等量來(lái)間接控制轉(zhuǎn)矩，而是把轉(zhuǎn)矩直接作為被控量來(lái)控制，它也

28、不需要解耦電機(jī)模型，而是在靜止的坐標(biāo)系中計(jì)算電機(jī)磁通和轉(zhuǎn)矩的實(shí)際值，然后，經(jīng)磁鏈和轉(zhuǎn)矩的Band-Band 控制產(chǎn)生PWM信號(hào)對(duì)逆變器的開(kāi)關(guān)狀態(tài)進(jìn)行最佳控制，從而在很大程度上解決了上述矢量控制的不足，能方便地實(shí)現(xiàn)無(wú)速度傳感器的控制，有很快的轉(zhuǎn)矩響應(yīng)速度和很高的速度及轉(zhuǎn)矩控制精度，并以新穎的控制思想、簡(jiǎn)潔明了的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、優(yōu)良的動(dòng)靜態(tài)性能得到了迅速發(fā)展。直接轉(zhuǎn)矩控制也存在缺點(diǎn)，如逆變器開(kāi)關(guān)頻率的提高有限制。1.8 非線性控制PWM單周控制法又稱積分復(fù)位控制（Integration Re原set Control，簡(jiǎn)稱IRC），是一種新型非線性控制技術(shù)，其基本思想是控制開(kāi)關(guān)占空比，在每個(gè)周期使開(kāi)關(guān)變量

29、的平均值與控制參考電壓相等或成一定比例。該技術(shù)同時(shí)具有調(diào)制和控制的雙重性，通過(guò)復(fù)位開(kāi)關(guān)、積分器、觸發(fā)電路、比較器達(dá)到跟蹤指令信號(hào)的目的。單周控制器由控制器、比較器、積分器及時(shí)鐘組成，其中控制器可以是RS 觸發(fā)器，其控制原理如圖1所示。圖中K可以是任何物理開(kāi)關(guān)，也可是其他可轉(zhuǎn)化為開(kāi)關(guān)變量形式的抽象信號(hào)。傳統(tǒng)的PWM 逆變電路中，單周控制在控制電路中不需要誤差綜合，它能在一個(gè)周期內(nèi)自動(dòng)消除穩(wěn)態(tài)、瞬態(tài)誤差，使前一周期的誤差不會(huì)帶到下一周期。雖然硬件電路較復(fù)雜，但其克服了傳統(tǒng)的PWM控制方法的不足，適用于各種脈寬調(diào)制軟開(kāi)關(guān)逆變器，具有反應(yīng)快、開(kāi)關(guān)頻率恒定、魯棒性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，此外，單周控制還能優(yōu)化系統(tǒng)響應(yīng)

30、、減小畸變和抑制電源干擾，是一種很有前途的控制方法。 1.9 諧振軟開(kāi)關(guān)PWM電力電子器件硬開(kāi)關(guān)大的開(kāi)關(guān)電壓電流應(yīng)力以及高的du/dt和di/dt限制了開(kāi)關(guān)器件工作頻率的提高，而高頻化是電力電子的主要發(fā)展趨勢(shì)之一，它能使變換器體積減小、重量減輕、成本下降、性能提高，特別當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率在18 kHz以上時(shí)，噪聲已超過(guò)人類聽(tīng)覺(jué)范圍，使無(wú)噪聲傳動(dòng)系統(tǒng)成為可能。諧振軟開(kāi)關(guān)PWM的基本思想是在常規(guī)PWM變換器拓?fù)涞幕A(chǔ)上，附加一個(gè)諧振網(wǎng)絡(luò)，諧振網(wǎng)絡(luò)一般由諧振電感、諧振電容和功率開(kāi)關(guān)組成。開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)，諧振網(wǎng)絡(luò)工作使電力電子器件在開(kāi)關(guān)點(diǎn)上實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)過(guò)程，諧振過(guò)程極短，基本不影響PWM技術(shù)的實(shí)現(xiàn)。從而既保持了PW

31、M技術(shù)的特點(diǎn)，又實(shí)現(xiàn)了軟開(kāi)關(guān)技術(shù)。但由于諧振網(wǎng)絡(luò)在電路中的存在必然會(huì)產(chǎn)生諧振損耗，并使電路受固有問(wèn)題的影響，從而限制了該方法的應(yīng)用。2 系統(tǒng)統(tǒng)計(jì)和工作原理圖2給出了系統(tǒng)主電路和控制電路框圖，交流輸入電壓（500 Hz/220 V）經(jīng)過(guò)整流橋整流后，得到一個(gè)直流電壓。DC/AC 變換采用全橋變換電路，通過(guò)控制電路控制其逆變電路的導(dǎo)通時(shí)間，過(guò)流保護(hù)采用快速熔斷器，過(guò)電壓保護(hù)采用由電流互感器和電壓比較器LM324構(gòu)成的過(guò)電壓檢測(cè)電路。2.1 SG3524的功能及引腳SG3524是雙端輸出式脈寬調(diào)制器，工作頻率高于100 kHz，工作溫度為070 益，適宜構(gòu)成100500 W中功率推挽輸出開(kāi)關(guān)電源。S

32、G3524采用DIP-16型封裝，管腳排列和內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖3所示。SG3524工作過(guò)程如下。直流電源VS從腳15 接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準(zhǔn)電壓穩(wěn)壓器的輸入端，產(chǎn)生穩(wěn)定的+5 V基準(zhǔn)電壓。+5 V再送到內(nèi)部（或外部）電路的其他元器件作為電源。振蕩器腳7須外接電容CT，腳6須外接電阻RT。振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1.18/RTCT。本設(shè)計(jì)將Boost電路的開(kāi)關(guān)頻率定為10 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=5 k贅；逆變橋開(kāi)關(guān)頻率定為5 kHz，取CT=0.22 滋F，RT=10 k贅。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時(shí)鐘脈沖形式送至雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及兩個(gè)或非門

33、；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端，比較器的反向端接誤差放大器的輸出。誤差放大器實(shí)際上是差分放大器，腳1為其反相輸入端；腳2為其同相輸入端。通常，一個(gè)輸入端連到腳16 的基準(zhǔn)電壓的分壓電阻上（應(yīng)取得2.5 V的電壓），另一個(gè)輸入端接控制反饋信號(hào)電壓。本系統(tǒng)電路圖中，在DC/DC變換部分，G3524的腳1接控制反饋信號(hào)電壓，腳2接在基準(zhǔn)電壓的分壓電阻上。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進(jìn)行比較，從而在比較器的輸出端出現(xiàn)一個(gè)隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個(gè)輸入端?；蚍情T的另兩個(gè)輸入端分別為雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器和振蕩器鋸齒波。雙穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器的兩個(gè)輸出端互補(bǔ)

34、，交替輸出高低電平，其作用是將PWM脈沖交替送至兩個(gè)三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入了死區(qū)時(shí)間，保證V1及V2兩個(gè)三極管不可能同時(shí)導(dǎo)通。最后，晶體管V1及V2 分別輸出脈沖寬度調(diào)制波，兩者相位相差180毅。當(dāng)V1及V2脈沖并聯(lián)應(yīng)用時(shí)，其輸出脈沖的占空比為0%90%；當(dāng)V1及V2分開(kāi)使用時(shí)，輸出脈沖的占空比為0%45%，脈沖頻率為振蕩器頻率的1/2。2.2 驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)IR2110 采用HVIC的閂鎖抗干擾CMOS 制造工藝，DIP14腳封裝。具有獨(dú)立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達(dá)500 V，dv/dt=依50 V/ns，15 V下靜態(tài)功耗僅為116

35、mW；輸出的電源端（腳3，即功率器件的柵極驅(qū)動(dòng)電壓）電壓范圍1020 V；邏輯電源電壓范圍（腳9）515 V，可方便地與TTL，CMOS電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有依5 V的偏移量；工作頻率高，可達(dá)500 kHz；開(kāi)通、關(guān)斷延遲小，分別為120 ns 和94 ns；圖騰柱輸出峰值電流為2 A。IR2110 內(nèi)部由如圖4 所示的三個(gè)部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護(hù)。如上所述IR2110的特點(diǎn)，可以為裝置的設(shè)計(jì)帶來(lái)許多方便。尤其是高端懸浮自舉電源的成功設(shè)計(jì)，可以大大減少驅(qū)動(dòng)電源的數(shù)目。采用IR2110作逆變半橋的驅(qū)動(dòng)電路舉例。這種高壓側(cè)懸浮驅(qū)動(dòng)的自舉原理如圖5 所示。圖中C1

36、、VD1 分別為自舉電容和二極管，C2 為VCC 的濾波電容。假定在S1關(guān)斷期間C1已充到足夠的電壓（VC1抑VCC）。當(dāng)HIN為高電平時(shí)VM1開(kāi)通，VM2關(guān)斷，VC1加到S1的柵極和發(fā)射極之間，C1通過(guò)VM1，Rg1 和S1柵極-發(fā)射極電容Cge1放電，Cge1被充電，S1導(dǎo)通。此時(shí)VC1可等效為一個(gè)電壓源。當(dāng)HIN為低電平時(shí)，VM2開(kāi)通，VM1斷開(kāi)，S1柵電荷經(jīng)Rg1、VM2迅速釋放，S1關(guān)斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時(shí)間（td）之后，LIN為高電平，S2開(kāi)通，VCC經(jīng)VD1，S2給C1充電，迅速為C1補(bǔ)充能量。如此循環(huán)反復(fù)。自舉元器件的分析與設(shè)計(jì)舉例。圖5所示自舉二極管（VD1）和電容（C1）是IR

37、2110在PWM應(yīng)用時(shí)需要嚴(yán)格挑選和設(shè)計(jì)的元器件，應(yīng)根據(jù)一定的規(guī)則進(jìn)行計(jì)算分析。在電路實(shí)驗(yàn)時(shí)進(jìn)行一些調(diào)整，使電路工作在最佳狀態(tài)。1）自舉電容的選擇IGBT 和PM（Power MOS原FET）具有相似的門極特性。開(kāi)通時(shí)，需要在極短的時(shí)間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開(kāi)通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓（10 V，高壓側(cè)鎖定電壓為8.7/8.3 V）要高；再假定在自舉電容充電路徑上有1.5 V 的壓降（包括VD1的正向壓降）；最后假定有1/2的柵電壓（柵極門檻電壓VTH通常為35 V）因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時(shí)對(duì)應(yīng)的自舉電容工程應(yīng)用則取C1躍2Qg/（VCC-1

38、0-1.5）。例如FUJ I50 A/600 V IGBT充分導(dǎo)通時(shí)所需要的柵電荷Qg=250 nC（可由特性曲線查得），VCC=15 V，那么C1=2伊250伊10-9/（15-10-1.5）=1.4伊10-7 F，可取C1=0.22 滋F或更大一點(diǎn)的，而耐壓躍50 V 的電容。在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足Cge所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時(shí)漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導(dǎo)通時(shí)間ton min考慮，自舉電容應(yīng)足夠小。綜上所述，在選擇自舉電容大小時(shí)應(yīng)綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動(dòng)性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動(dòng)要求。從功率器件的工作頻率、開(kāi)關(guān)速度、門極特性進(jìn)行選擇，估算后經(jīng)調(diào)試而定。