電子測量文檔

1、電子測量目錄阻抗測量:1電阻測量1電容測量5電感測屋10電壓電流測量11電壓測量11電流測量31周期與頻率的測量36頻率與周期36相位38傳輸特性測量41功耗測量44功率44效率47功率因數(shù)47暫態(tài)穩(wěn)態(tài)特性測量48暫態(tài)特性48穩(wěn)態(tài)性能54元件測量55晶體管55二極管55三極管57電阻元件59電容器元件61電感元件62輸入阻抗以及輸出阻抗63輸入阻抗63輸出阻抗65阻抗測量:電阻測量原理：電阻匕電流與斥降有固定的關(guān)系對人電阻中等電阻與小電阻分別處理。將阻值轉(zhuǎn) 換為電流或電壓值來間接的測屋，使用恒流方式驅(qū)動或恒壓方式驅(qū)動。方法：直流電阻在路非在路直接測量比較測最間接測最電表法伏安法歐姆表三表電橋法

2、直流電橋交流電橋5/66諧振法利用變換器測最直流人電阻：沖擊電流計高阻電橋直流小電阻：直流雙電橋 數(shù)字微歐計 脈沖電流測量測量高阻時很容易因為煩擾而出現(xiàn)跳表等嚴(yán)重干擾測量的阻礙。使用比例法也會因為 穩(wěn)定時間過長而增長測量時間，所以在高阻及超高組的測量上，必須突破比例法。200M高阻測量設(shè)計思想是將被測電阻與基準(zhǔn)電壓的電路相串聯(lián)，使Uref值隨Rx而變化。所用芯為 ICL7106,其輸入端接固定電爪Un，這樣比上引入的干擾就加不到模擬輸入端，從而避免了 跳數(shù)現(xiàn)象。使用正溫度系數(shù)熱敏電阻（PTC）與晶體管（VT）等構(gòu)成，147106內(nèi)部的2.8V 基準(zhǔn)電斥源E。經(jīng)過RPg阻值為RJ和之后接模找地，

3、并以R】匕的斥降作基準(zhǔn)電斥，有 公式UrefRi + Rt + Rx因被測電阻為高阻，故Rx» R1+Rr上式就化簡為RiUref =可 * Eo另有R2, &組成固定分圧器，以R3上的壓降作為ICL7106的輸入電壓Uw其表達(dá)式為:Uin=rr；*Eo若把 R3=10Kohm, R2=990Kohm, E0=+2.8V 一并帶入，則 UIN=0.01E0=28mVo所以.綜合上三式，我們得到R1XR2 + R3) UinRx = Rs -*iw最后帶入各電阻值，得到10KUrefUrep上式就是200M歐姆檔測最原理。 測量超高阻利用電導(dǎo)法川間接測量超高阻，所用芯片是4位半

4、A/D轉(zhuǎn)換器ICL7129o使用電導(dǎo)法，分辨力達(dá)O.lnS,測量范鬧為O.lnS-lOO.OnS,對應(yīng)于lOOOOMohm-lOMohm, 準(zhǔn)確度達(dá)正負(fù)196.RP為精密多圈電位器，其阻值為Rrp，R2R4為限流電阻。FU采用0.2A/250V 熔絲管作為過流保護。VD1和VD2是過壓保護二極管。C用以濾除高頻干擾，陶與RP均為 取樣電阻，他們與被測電阻Rx相串聯(lián)。ICL7129輸出的+3.2V基準(zhǔn)電壓源E0經(jīng)過R1向Rx提 供測試電壓。半基準(zhǔn)電壓選1.0000V, ICL7129的RANGE端開路時，基本量程UM=200mVo 因R3+Rrp與Rx構(gòu)成分壓，故被測電阻值越人，在R3+Rrp匕

5、的斥降越低。令測試電流為I， 儀表輸入電壓R3 + RrpUin = MR3 + Rrp)=* Eo隕 1 3 型 Ri + Rx + R3 + Rrp 0 改變Rrp值能適當(dāng)調(diào)幣U,N大小，對電導(dǎo)表進(jìn)行校準(zhǔn)。交流電阻：變壓器電橋廠數(shù)字式具體方案一：利用恒流源將電阻轉(zhuǎn)換成正比的電壓，然后通過A/D測量。 原理電路如圖所示：如果所用的恒流源電流為0則輸出的電壓為Uo=IO*Kx只要調(diào)理電路的輸入阻抗足夠高測出的電壓就是有效的。該電路有一個明顯的缺點是輸出阻抗不夠高，在應(yīng)用中要注意克服。方案二為了在實際應(yīng)用中測電阻時町以調(diào)整檔位，也常用到卜面的電路，該電路相對于方案一由于 引入了集成運算放人器的負(fù)

6、反饋，是輸出阻抗顯著減小。電路如圖所示：所用的恒流源電流為10,則輸出的電壓為IO*R1最后輸出的表達(dá)式為：Uo= (IO*Rl*Rx) /Revel上式表明:輸出的電壓與Rx成正比，通過調(diào)整RJevel 4以實現(xiàn)切換檔位測量，Revel 越大，可測范用也越大。方案三：利用惠斯登電橋測電阻，該方法在以前模擬儀農(nóng)中常被采用，是測量準(zhǔn)確度比較高的-種 方法(電路如圖示)。要實現(xiàn)電阻的全自動測量，可以將其中的R1改為電子負(fù)載，通過電子負(fù)載在一定范用內(nèi)的 阻值掃描，實現(xiàn)電橋平衡。當(dāng)電橋平衡時，有下式成立：Rx=(R2*R3)/Rl為準(zhǔn)確地找到該平衡狀態(tài)，將輸出的電勢差的兩端接到一個相減器的兩個輸入端，

7、然后通 過提調(diào)理電路接A/D,即可實現(xiàn)對該電勢差的監(jiān)測?；莸撬闺姌虻膬?yōu)點：測試準(zhǔn)確度高，結(jié)構(gòu)簡單。缺點：靈敏度不高、輸出電阻較大、電橋不平衡時輸出電壓與被測元件的相對誤差呈非線性。方案四：恵斯登電橋的改進(jìn)一一冇源電橋。uo=u 禺肚+&_兀竺該電路的輸出表達(dá)式為：°' R +R?%&當(dāng)U“o時，有Rx=(R2*R3)/Rl成立。所以U<>=()是有源電橋的平衡條件。為找到平衡狀態(tài)，電阻自動掃描方法可仍參考方案三進(jìn)行。由于采用了集成運算放人器，有源電橋町以降低輸出阻抗，且輸出電阻與Rx人小無關(guān)。另 外，它克服了惠斯登電橋的相對誤差Uo與相對誤差v呈非

8、線性的缺點。一般情況，相對誤差V大小一定的情況下，靈敏度越高，U。的數(shù)值就越大，采用有源電 橋后，對后級放人器的增益要求降低，放人器町在更深的負(fù)反饋下工作，是后級放人器的各 項指標(biāo)都有顯著改善。注：單片機系統(tǒng)中，對電信號幅度的測童,最終通過A/D轉(zhuǎn)換獲得,后級放大器是前 端調(diào)理電路必不可少的。方案五：通過555定時集成電路，將電阻值轉(zhuǎn)換為脈沖的頻率信息，利用單片機的測頻測周功能, 可以間接測量出熱電阻等電阻的阻值。利用555的單穩(wěn)態(tài)型，設(shè)計一個方波振蕩電路，其中 周期隨R的改變而改變。(電路如圖所示)vcc其中上升時間由Rt、R2、Cl回路的時常數(shù)決定，充電電壓從""至二

9、Vtr3,充電時間為：tr=0.7 （Rt+R2） Cl下降時間由R2、Cl回路的時常數(shù)決定，放電電壓從至Lvcc3,放電時間為：tr=0.7R2Cl當(dāng)Rt»R2時，脈沖周期T-tr=0.7RtCl,R要利用單片機的測頻測周功能 即可間接測出RU電容測量內(nèi)容：無極性電容電解電容可變電容容量原理：電流法 頻率阻抗法，C-f, C-U, C-T方法：固定無極性小電容（O.Oluf以下）：數(shù)字萬用表 或用捋針萬用表測量是否冇漏電損壞或內(nèi)部擊穿（10k歐姆檔） 大T O.Oluf用10K歐姆檔同上并可根據(jù)指針偏移估算容最數(shù)字萬用表電解電容：檔位選擇：l“47uf 1K歐姆檔大于47uf 10

10、0歐姆檔測最漏電阻：紅一負(fù)極黑正極再反向應(yīng)為幾百K歐以上，越大越好 （但不能不轉(zhuǎn)，否則斷路）大容量漏電阻：先用小檔快速充電 在扭人檔位，lOOOOuf 100K歐是正常 的極性判別：漏電阻大的那次是正向接法，黑表筆為正，5/66町變電容器：轉(zhuǎn)軸機械性：轉(zhuǎn)軸動片接觸：動片與定片之間有無碰片斷路或漏電容量：電容是一個常見的物理量，許多電路參數(shù)都與之相關(guān)，在電子測量中，有許多傳感器也足以 電容的變化反映的。常見的電容濕度傳感器就是一例。在模擬儀表中，測量電容的方法主要有交流電橋法、諧振法等，但這些在有單片機的測 量系統(tǒng)中，并不便丁采用。用單片機測量時，應(yīng)將電容值轉(zhuǎn)換成便丁單片機測量的電參量, 如：轉(zhuǎn)

11、換為幅度信息便于用A/D測量：轉(zhuǎn)換為頻率信息便于用定時器、計數(shù)器測量。卞面是我們小組經(jīng)過討論提出的幾種方案，在討論這些方案時，我們特別注意將電容值 和轉(zhuǎn)換成的電參量設(shè)計成線性關(guān)系。53/66圖2-3正弦穩(wěn)態(tài)電路測電容值當(dāng)電路建立止弦穩(wěn)態(tài)響應(yīng)后，Uo與VI的關(guān)系為:（式 2-13）»片當(dāng)jwCx 時，上式可改寫為:（式 2T4）可得，Cx =-J wJVi（式 2-15）上面式子中的Uo、V2均為復(fù)數(shù)。從上式可以看出，只要測出輸出電壓的峰峰值即可間接測量出Cxo 只要調(diào)理電路的輸入陰抗足夠高，測出的電壓就是有效的。該電路有一個不足的地方：它所需的正弦電壓發(fā)生電路的輸出阻抗應(yīng)足夠高，以保

12、證在Cx變化時止弦電斥應(yīng)具有高的穩(wěn)定度應(yīng)用時要注意將該條件滿足。方案二：利用微分電路產(chǎn)生隨電容值正比變化的電壓信©。 整個單元電路的實現(xiàn)框圖如圖所示：圖24 微分運算測電容框圖該電路實現(xiàn)同樣白以上的問題，正弦信號發(fā)生電路的輸出阻抗應(yīng)足夠高，以達(dá)到信號源 電壓峰峰值不受Cx影響的目的。微分運算由集成運算放人器完成，電路簡潔，線性良好。是模擬電路基礎(chǔ)中有該電路原 理介紹，基本電路形式如下所示：上圖電路的輸入輸出關(guān)系為：Uo = -jwRCxCx=N wR（式 2-16）（式 2-17）（式 2-18）從上式町以看出，只要測出輸岀電壓的峰峰值即町間接測量出Cx,且Cx與輸出電壓的峰峰 值成

13、線性關(guān)系，處理數(shù)據(jù)方便。方案三：正弦振蕩發(fā)生電路中，振蕩頻率與振蕩回路的參數(shù)&有關(guān)：fo =，丄廠 2/lRCx （式 2J9）只要測得了頻率，就可間接測得Cx的電容值。典型正弦振蕩電路有三點式振蕩電路、文氏橋振蕩電路等。以文氏橋電路為例，電路如圖所RIQ.a與R2Cx_b形成正反饋之路.肖R1 =R2=R, Cx_a=Cx_b=Cxxz/振蕩頻率為, 12衣G（式 2-20）設(shè)計時特別注意.文氏橋振蕩電路的起振條件為:Af =1 + ->3&（式 2-21）該電路采用相同的兩個濕度傳感器Cx_a、Cx_b,改善了器件一致性參數(shù)不好帶來的影響。 測最頻率相比測最幅度在輸入

14、輸出阻抗卜的要求降低J'，頻率信息不會由于放人使數(shù)據(jù) 的有效性降低。方案四：利用555定時器將電容值轉(zhuǎn)換為周期信息。其中上升時間由Rr、R2、Cl回路的時常數(shù)決定，充電電壓從3至了'8,充電時間為：tr=0.7 （ R1+R2） Cx（式 2 22）2卜降時間tf由R2、Cl回路的時常數(shù)決定,放電電壓從亍V"至1 -3放電時間為：tf=0.7R2Cx（式 2-23）所以-個振蕩周期的時間為:T=tr+tf =0.7（Rl+2R2）Cx（式 2-24）該種情況卜，脈沖的周期與Oc的電容值成正比，利用單片機容易測出脈沖的周期，從 而間接測出電容值。方案5,通過積分與比較器

15、，實現(xiàn)C與T的轉(zhuǎn)換，當(dāng)模擬開關(guān)斷開時，被測電容對E2枳分，這一枳分過程為定值積分過程，將一直枳分 直到輸出為E2為止，此段時間為Tl, T2結(jié)束后，比較器翻轉(zhuǎn)，輸出跳變?yōu)榈碗娖?，?jīng)反相 器后控制開關(guān)閉介，負(fù)電壓接入積分回路故通過Cx的積分電流極性將發(fā)生變化，使得積分 器朝向相反的方向積分，這是輸出電壓從E1經(jīng)過一段時間后被歸零，設(shè)這段時間為T2,則 可通過總周期T1+T2計算電容Cx_ E2（R2E丄 一 RE2）x -e.2r?R1Cx電感測量內(nèi)容：通斷，電感量方法：通斷：在路：用萬用表1歐或10歐檔，表筆接觸電感兩端，觀察是否有電阻存在。電阻 無窮大則為斷。非在路：若線圈在小量程下電阻過小

16、，則可人致判斷其間有短路，這種情況只能在 非在路情況下測量。電感量：電感測量儀純電感測量與電容類似測量原理框圖如下可采用電容容抗測最法的電路稍加改動而成。需加注意的是電感值與電容值 的轉(zhuǎn)化，在400HZ情況|、，電容值収uF電感值取mH,則在數(shù)值上右LJ56/C。 因此 通過電容測量電路的量程，町渙算出電感測量的卜-限。僅適用于純電 感。非純電感的測最，內(nèi)為有R存在的關(guān)系，需對測最值修正其余方法均可參考電容測量。電壓電流測量電壓測量內(nèi)容：直流，交流，峰值，平均值，有效值，波形因數(shù)，波峰因數(shù) 理論：交流電的表征峰值：Up平均值：庁=黑卜«膽 右效值:波形因數(shù)：有效/平均波峰因數(shù)：峰值/

17、有效(a)波形A=UP波形因數(shù)波峰因數(shù)有效值平均值正弦1.111.414A/V22A/n半波整流r1.572A/2A/n全波整流cr1.111.414A/V22A/n三角/ 專 x 一!Z'1.151.73A/V3A/2方波tA11AA鋸齒波1.151.73A/V3A/V21f脈沖波/ A T白噪聲/甲艸艸唧* /1.25S£常用儀器：模擬式電壓表：將被測電壓加到碣電式電流表上并將偏轉(zhuǎn)角度轉(zhuǎn)成電壓。 測量簡單，適用于長期監(jiān)測或環(huán)境較差場合己極低頻場合。 結(jié)構(gòu)簡單價錢便宜。電子電壓表：通過檢波放犬或放人檢波電路，將被測電壓轉(zhuǎn)換成為直流電 壓再用磁電電流表上測最。低頻亳伏表采用放

18、大檢波，高頻 毫伏表采用檢波放人，檢波方法令平均值檢波，峰值檢波， 有效值檢波等。數(shù)字式電壓表：通過數(shù)字技術(shù)轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號測量。精度高，量程寬，顯 示位數(shù)多，分辨率高，易于自動化。示波器：轉(zhuǎn)換為圖形靠示，和對前三法稱度較低。直流電壓：通過高阻直接用AD采集，或使用差分電路，測量壓差。其測最過程為采樣，信號調(diào)理，A/D轉(zhuǎn)換，數(shù)據(jù)處理。在高電壓測量時，釆樣電路-般用電01分壓器來對被測電壓進(jìn)行采樣，分 壓器后用一個跟隨器電路進(jìn)行隔離，減少后級電路對采樣的彫響。對于弱點壓，町直接用儀表放人器進(jìn)行采樣。需注意測量電路對原電路的 影響。由于被測信號與AD轉(zhuǎn)換間電壓范國的差異，要盡量應(yīng)用A/D精度時，需

19、要加信號調(diào)理電路，對于比較人的被測信號，一般采用電阻分壓衰減，主 要考慮電阻精度溫度系數(shù)切換控制等因素。同時還應(yīng)考慮被測信巧的負(fù)載 效應(yīng)和AD輸入端I I驅(qū)動能力必要時可以用跟隨器隔離。低頻電壓測量：以下的電壓信兮，采用交流電壓表，多采用放衣檢波式，需注意 波形差異以及需測鼠與被測量的關(guān)系。高頻電壓測量：多采用檢波放大式，或外差式。噪聲電壓：熱噪聲，散彈噪聲，閃爍噪聲，閃爍噪聲主要對低頻產(chǎn)生影響，熱噪聲與 散彈在線性頻率范圍內(nèi)能量分布是平均的。測量：1.交流電壓表：電樂表帶寬應(yīng)犬于被測噪聲。噪聲會有很高的瞬 時峰值，所以要將測量放在量程1/2到1/3范闈內(nèi)。2.示波器, 以AC耦合方式送入，將

20、打速降低，會出現(xiàn)一條垂直亮線，測得 兩端電壓差，為峰峰值，再按波形系數(shù)轉(zhuǎn)化。峰峰：峰值檢波電路：精密峰值電壓檢測；幅值：峰值檢波；需注意在轉(zhuǎn)換時波形因數(shù)的影響。平均值：平均電容：先經(jīng)過全波整流電路對電壓信兮進(jìn)行絕對值變換，再用濾波器濾 出直流分量，根據(jù)傅里葉級數(shù)，得知其0頻分量為所求平均值。 最基本的方法是用整流橋?qū)崿F(xiàn)平均值檢測電路，有效值：模擬電路：可以通過平方器，積分器.開方器的結(jié)構(gòu)來得到其有效值。也町 通過平方律器件，或搭建平方律網(wǎng)絡(luò)來得到電壓的功率。數(shù)字電路：仃效值就是均方根，由此町知我們町以用采樣的均方根計算有效 值。一種由運放、D觸發(fā)器、555定時器等組成的數(shù)字化電壓、電流 冇效值

21、測量電路，先由標(biāo)準(zhǔn)電流源在固定時間內(nèi)對運放及電容組 成的積分電路反向充電,隨即待測信號對其正向充電，最后由單片 機的定時器計最脈沖寬度，由脈沖寬度以查表方式求出待測信號 的有效值。集成芯片:AD536A是AD公司開發(fā)的一款真有效值交流轉(zhuǎn)直流的集成芯片， 最大誤差0.2%“0.5%（之間型號有差別）有效值輸出范闈：07V； 封裝：24腳密封陶瓷DIP或20腳TO JOO封裝。其他性能與規(guī)格的還有AD736等。熱點式：輸入電壓在采樣電阻上產(chǎn)生電熱效應(yīng)，用熱點偶家測電阻溫度，再 換算成功率，電路中的冷端同時測量輸出電壓在相應(yīng)采樣電阻上 發(fā)熱的溫度，從而抵消發(fā)熱量隨時間積累使釆樣點溫度變化而造 成的影

22、響。1直流電壓測量法一：由于模擬電壓表表頭的內(nèi)阻是一定的，當(dāng)在表頭兩端加上不同 電壓時，表針偏轉(zhuǎn)角也不同，因此經(jīng)過校準(zhǔn)，在表盤上按電壓數(shù)值刻 度后，就可用來測量電壓。不過由于表頭內(nèi)阻較小，容許通過的電流又很小，所以它能測量的電壓范圍也很小。lm=50uA,r=3kQ表頭為例, 即它的最人值為0.15Vo為了能測量較高的電壓，需串聯(lián)倍壓電阻RP 來擴展量程。Ura = Imxr=5OxlOx3xlO3 = O.15V它兩端的電壓為=1 + ), = -!m這時電壓表的內(nèi)阻為圖2原理電路圖圖2給出了三用表直流電壓檔量程擴展的原理電路圖。圖中，除最小 量程UO=lm*R0外，又增加了 Ul、U2、U

23、3三個量程。根據(jù)所需擴展 的量程，不難算出三個倍壓電阻值為R3=(U3U2)/lm通常，把電壓表內(nèi)阻與量程Um Z比定義為電壓表的電壓靈敏度(歐姆每伏,G/V ):“G/V ”數(shù)越人，表明為使指針偏轉(zhuǎn)同樣的角度所需的驅(qū)動電流越小?！癎/V”數(shù)-般標(biāo)在磁電式電壓表表盤上，可依據(jù)它推算出不同量程時的電壓表內(nèi)阻，即& = Kv xUm磁電式直流電壓表的結(jié)構(gòu)簡單，使用方便，其誤差除來源于讀數(shù) 誤差外，主要取決于表頭本身和擴展電阻的準(zhǔn)確度。一般在±1%左右， 精密電壓表可達(dá)±0.1%。其主要缺點是靈敏度不高和輸入電阻低。在 量程較低時，輸入電阻更低，其負(fù)載效應(yīng)對測量電路工作狀

24、態(tài)及測量 結(jié)果的影響不町忽略。法二：用數(shù)字萬用表，即直流電子電壓表測量電壓，需要注意的是 兩個表筆的極性，不能弄反。2,交流電壓的測量交流電壓大多采用電子電壓表來測量,它通過AC/DC變換器將交流電 壓轉(zhuǎn)換成直流電壓，用數(shù)字電壓表直接測量岀來的是模擬量。低電平電壓測量造成低電壓測量困難的因素有很多，例如，各種各樣的噪聲源可能阻礙獲取丈際電壓，而 熱電壓（熱電EMF）可能在電壓讀數(shù)中引入誤差偏移量和漂移。過去還可能通過簡單地增 加測試電流，直到DUT （待測器件）的響應(yīng)電床遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于這些誤差；但是，對于如今小型的 電（器件，不能再采用這個方法。因為增加測試電流可能引起器件發(fā)熱，改變器件的電阻, 其

25、至損壞器件。獲得精確、一致的測量結(jié)果的關(guān)鍵是消除這些誤差。對于低電壓測量應(yīng)用，這些誤差很大程度上是山口噪聲（覆蓋所有頻率的隨機噪聲）和1/f噪聲組成。熱電壓（通常具有1/f分布）市電路的溫度差異產(chǎn)生。電阻利用歐姆定律汁算，即器件兩端測得的直流電壓除以直流激勵電流就得到電阻值。電丿*讀數(shù)是器件兩端產(chǎn)生的電HUVJ、引線和接觸電阻的電圧（V引沁珈）、其它1/f噪聲 分布（V”，noise）、白噪聲（Vq”）和熱電壓（VJ的總和。用四條獨立引線把電壓表和電 流源連接到器件就能消除引線電阻，因為電壓表不會測量電源引線兩端的電壓降。采用 濾波技術(shù)可以減小白噪聲；但是不會顯著降低1/f噪聲，而1/f噪聲常

26、常確定了測鼠噪 聲的歴底。熱電壓通常具有1/f特性，這意味著可能有很大的偏移量：而所做的測量越，產(chǎn)生的漂 移就越大。偏移量和漂移的疊加甚至可能超過即由施加的電流引起的DUT兩端的電 床。通過采用技術(shù)手段如全銅電路結(jié)構(gòu)、熱隔離、精確的溫度控制和頻繁的觸點清潔等 等,可能使熱電壓減少。但是無論采用什么手段最小化熱電壓，要完全消除它們是不可能的。與其采取措施最小 化熱電壓，不如找到一種更好的方法，能在即使存在大的熱電壓的情況下，也能精確地測 暈電阻。測量電阻的Delta方法消除恒定熱電壓的一種辦法是采用Del"方法，其中電壓測量先以正向測試電流測量，再 以反向測試電流測量?？梢圆捎靡环N改良

27、的技術(shù)來補償時刻變化的熱電床。在短時間內(nèi)， 熱電漂移可以近似為線性函數(shù)。連續(xù)電圧讀數(shù)之間的差就是熱電壓變化率或斜率。該斜 率定常最，所以，通過交替變化電流源的方向三次，做兩次Delta測量,1次以負(fù)跳變階躍 電流，另一次以正跳變階躍電流,就可以消除該斜率。為了使線性近似能有效，電流源必 須快速改變方向，而電壓衣必須在很短的時間間隔內(nèi)持確地測量電壓。如果這些條件滿 足，三點Delta模式測最技術(shù)就可以不受熱電偏移量和漂移的影響，獲得想要測量信號的 精確電壓讀數(shù)。對三點Delta模式測暈周期做數(shù)學(xué)分析,可以證明該技術(shù)是如何補償電路中的溫度差異, 從而減少測量誤差的。以圖2d為例，測試電流二

28、7;5nA：器件電阻=500Q。忽略熱電壓誤差,在每一步測量出的電壓是:VI = 2. 5p V ; V2 = -2. 5p V ; V3二2.5 MV讓我們假設(shè)在短時間內(nèi)溫度呈線性增加，這樣就產(chǎn)生了一個如圖2b所示的電壓波形，其 中認(rèn)在連續(xù)讀數(shù)的同時，逐漸上升到lOOnVoATjt/fr 2d； The fmph dz/Nd” anrl>rrr/>*n/ drita ErtiartMmmiririiqt iWrotr yith no thrrmcricarM >x>*axr <rw.Firirr 2b: A An«r »n<wviten

29、future ftmrtuM a fMy th<rmcclccfri< eror, whdi is etmhatcd by rtr chrrr-pamr Mtc meKML圖2a:庭于交變電流源的三點Delta方法用于電壓測量,可以消除熱電壓誤差 圖2b:三點Delta方法消除了因線性增加的溫度所產(chǎn)生的時刻變化的熱電床.誤差如圖2b所示,由電爪表測得的電用包括因電路中增加的熱電斥引入的誤差，并且不再具 有相等的幅度。然而，測星結(jié)果Z間的絕對差就是一個恒定值為lOOnV的誤差，所以，有 可能消除這一誤差項。第一步是計Delta電壓。第一個Delta電壓(VR等于：Va =負(fù)階躍電壓二

30、(VI - V2)/2 = 2. 45 p V第二個Delta電壓(Vb)山正向階躍電流產(chǎn)生，等于：Vb =正階躍電壓二(V3 - V2)/2 = 2. 55 p V熱電床把負(fù)誤差項疊加在中，而正誤差項疊加在Vb的計算中。當(dāng)熱漂移為線性時，這 些誤湼項在幅度上相等。因此,我們可以利用巾和Vb的平均值以消除誤差。Vf =最終電壓讀數(shù)二(Va + Vb)/2 = 1/2(VI - V2)/2 + (V3 - V2)/2 = 2. 5 p VDelta技術(shù)消除了因時刻變化的熱電床引起的誤差,因此，電斥表測量到的電床就僅僅是 III激勵電流引起的電壓。因為電流方向的交替連續(xù)進(jìn)行，每個連續(xù)讀數(shù)都是三個最

31、近 的A/D轉(zhuǎn)換值的平均值。三點Delta模式測量技術(shù)是高精度電阻測量的最佳選擇。圖3比較了在大約100秒時間 范由內(nèi)，用10nA測試電流對100Q電陰進(jìn)行1, 00C次測量的結(jié)果。1000 DelU Resistance Readings 100(1 Resistor, 1 On A Source Current Max. Thermal Voltage Rate of Change < 7pV/$Resistance (°)Fifttire 3: A fraph comparing the results of applying a eo and three-point d

32、elta method shows significant noise reduction using the three-point method.圖3:兩點Delta方法和三點Delta方法的應(yīng)用結(jié)果比較表明,三點Delta方法極大地減 小了噪聲在這個例了中，熱電壓改變的速率不超過7p V/so兩點Delta技術(shù)隨熱電爪誤差漂移會 波動達(dá)30%。比較而育，三點Delta模式測量技術(shù)的噪聲要低得多，該測量不受測試電路 中熱電床變化的影響。設(shè)備要求三點Delta模式測量方法的成功取決于短時間間隔內(nèi)觀察到的熱漂移的線性近似度。這 種近似需要測量周期時間比測試系統(tǒng)的熱時常數(shù)要快，因此就對所用的電流

33、源和電用表 提出了一定的要求。電流源必須在均勻的時間間隔內(nèi)快速交替電流方向，這樣熱電圧才能在每一次測星間變 化相同的量。電壓表必須與電流源嚴(yán)格同步，并能夠在短的時間間隔內(nèi)做精確測量。同步冇助于儀器 之間的換件握手，以便于電用表僅僅在電流源己經(jīng)穩(wěn)定之后才做電床測量，并且電流源 在電壓測量完成Z前不會改變極性。電床衣的測星速度在確定總周期時間時是關(guān)鍵因素;電壓測量速度越快，意味著周期時間越短。為了可靠地測量電阻，電壓表必須在不犧牲低 噪聲特性的前提下保持該速度。在低功耗應(yīng)用中，電流源必須能輸出低的電流值，以免超過器件的最大額定功率。這種能 力對于中高和島阻抗器件特別重要。微分電導(dǎo)另外一種用于提取固

34、態(tài)納米級器件特性的重要測最技術(shù)是微分電導(dǎo)。對于這些材料，其 特性很少簡化為歐姆定律。對于這些非線性器件，電阻不再是一個常數(shù)，所以，為了對它 們進(jìn)行研究，需要對I-V曲線上每一點斜率進(jìn)行仔細(xì)測量。這種求導(dǎo)方法稱為微分電導(dǎo) dG = dl/dV （或者它的倒數(shù)，微分電阻dR = dV/dl）,微分電導(dǎo)令人感興趣的根本原因是 微分電導(dǎo)在電J'最活躍的電壓（或者更精確地說是電了能fl （eV）處達(dá)到最大值。在不同的領(lǐng)域，這種測星方法可能被稱為電f能譜法、隧道能譜法或狀態(tài)密度。通常，研 究人員進(jìn)行微分電導(dǎo)測量的方法有兩種：1.采用計算推導(dǎo)來獲得I-V曲線；2.利用交 流技術(shù)。I-V曲線測量方法僅

35、僅需要一個電源和一臺測量儀器，這使得其易于調(diào)翳和控制。 這種方法要先做電流-電壓掃描測量，然后求解出數(shù)學(xué)導(dǎo)數(shù)。然而,采用數(shù)學(xué)導(dǎo)數(shù)會對各 種測量噪聲放大，所以必須在求導(dǎo)之前運行多次測試，并對結(jié)果取平均值以使曲線平滑。 這就會使測試時間變氏。l-V curveFigure 4: The Z-V curve method for making differential conductance measurements zzno/wj differentiating thesinaL which amplifies noise.圖4:用于微分電導(dǎo)測量的卜V曲線方法需要對信號求導(dǎo)數(shù)這會放大噪聲圖5:用于

36、獲取微分電導(dǎo)的交流技術(shù)可能采用*達(dá)6個元件,使其設(shè)置比I-V曲線方法要復(fù)朵得多。然而,測量中引入的噪聲量減小TModel 2182ARS-232Model 622X 9« ° GP CO OP GOO 工° CZEJ OGPIBor EthernetTrigger LinkDUTFigure 6: Making differential conductance measurements using just two instrnnients that ineorpo rate all of the instruments used in the AC techni

37、que.圖6:利用包含了交流技術(shù)中采用的所有儀蟄的兩臺儀器,進(jìn)行微分電導(dǎo)測最交流技術(shù)減少了噪聲和測試時間。它在掃描直漩偏總上輕加一個小幅度的交流正 弦波，這需要采用許多設(shè)備并且難以控制和調(diào)幣。裝配這樣一個系統(tǒng)非常耗時， 并且需要廣泛的電路知識。所以，雖然交流技術(shù)產(chǎn)生較低的噪聲,但是要復(fù)雜得 多。然而，還冇一種既簡單并且噪聲又低的測量微分電導(dǎo)的方法。該技術(shù)需要一臺電流源儀器,它把直流和交流元件組合到一臺儀器中。不需要對電流做再次測址，因為這個儀器就是真正的電流源。圖7所示為微分電導(dǎo)測量中的電流源。Figure 7: The waveform used in the newtechnique is

38、 a linear staircase function that combines an alternating current with a staircase current.圖7:新技術(shù)中所用的波形是一個線性階梯函數(shù),其中結(jié)合了交變電流和階梯電流波形可以被分解為交變電流和階梯電流。采用與Delta方法嚴(yán)格相同的il算方 法，就可以在階梯波的每一點精確地測量電阻或電導(dǎo)。由于三點Delta技術(shù)消除 了線性漂移偏置庭，因而它也免受線性變化的階梯波的影響。此外，在這種方法中 所用的納伏電壓農(nóng)在交變頻率上具冇比鎖定放大器更低的噪聲。上述這種方法有幾個好處。首先，在最咼電導(dǎo)的區(qū)域，迪過以相同的階躍

39、電流為掃 描提供電流源，可以采集更多的數(shù)據(jù)點：研究人員對這些區(qū)域最感興趣并給出詳 細(xì)的數(shù)據(jù)。其次,僅僅用一臺儀器就既提供電流源，又測屋電壓，因而極大地簡化 了設(shè)備的安裝。最后一點,噪聲的降低可以使測試時間從一小時縮短為僅僅5分 鐘。小結(jié)熱電EMF常常是低阻/低功率電阻測量中誤差的上要來源。利用三點電流反向技 術(shù)幾乎可以完全消除這種誤差。利用這種新技術(shù)，意味著不再需要為了使熱量引 起的電圧噪聲最小，而在電阻測量系統(tǒng)的布線中極英小心，從而極大地簡化測量 過程。把同樣的技術(shù)應(yīng)用到微分電導(dǎo)測最中，可以極大地減少噪聲和測試復(fù)雜度。電壓測量基礎(chǔ)為了理解如何測量電壓，了解采取測最方式的背景知識是必不可缺的。

40、本質(zhì)上, 電斥是電路中兩個感興趣的點之間的電勢差。然而，一個經(jīng)?；煜牡胤绞谴_定 測量參考點。測量參考點是測量時以為參考的電平。參考點方法本質(zhì)上有兩種測量電壓的方法：對地參考和差分對地參考電壓測量一種方法是以公共點或考“地”作為測量電圧的參考。通常，這些“地”是穩(wěn)定 不變的，而且一般在0V左右?！暗亍边@個術(shù)語源于通過將信號直接同大地連接 以確保電勢為0V的歷史慣例應(yīng)用。當(dāng)通道遇到以下情況時，您可以使用對地參考輸入連接：輸入信號電平較高（大于IV）信號和設(shè)備之間連接導(dǎo)線的長度小于10英寸（3m）輸入信號同其他信號共用一個參考點對地參考由測量設(shè)備或考被測外部信號提供。當(dāng)設(shè)備提供地時，這種設(shè)置被稱為

41、 對地參照單端模式（RSE）。當(dāng)由信號提供地時，這種設(shè)置被稱為非參考單端模 式（NRSE） o大部分儀器都為模擬輸入測重提供相似的管腳排列。下例顯示的就是這類方法, 測量中使用了 NI CompactDAQ機箱和NI 9205模擬輸入模塊（見圖1）。圖.NI CompactDAQ機箱和NI 9205模擬輸入模塊圖2所示了使用哩9205和NI cDAQ-9172的RSE電床測量接線圖，和該模塊的 管腳定義。圖2中管腳1對應(yīng)“模擬輸入0 (AI0) ”通道，管腳17對應(yīng)公共地(COM) oAI27Aia AK>|AI3OAt31 |AIS4MStLPt IOI lAiae|AI24圖2.對地

42、參照單端模式圖3所示了使用NI 9205和cDAQ-9172的NRSE電床測量接線圖。圖中，管腳1 對應(yīng)“模擬輸入0 (AI0) ”通道，管腳35對應(yīng)“模擬輸入感應(yīng)(AISENSE) ” 通道。這個通道專門為NRSE測量設(shè)計，可以偵測到由信號提供的對地電壓。A1O AllAI2AI3AMAI5AMA|7AltOAMTAlt0 Al 19AimAIKAINAIZ3OOMDOO圖3非參考單端模式差分電壓測量另一種測量電壓的方式是確定電路中兩個獨立點之間的差分電壓。例如，測量單 個電阻網(wǎng)端的電床就需要在電阻兩端進(jìn)行測最。電壓差值就是通過電阻的端電床。 通常差分電壓測星在確定通過電路獨立元件的電壓或者

43、信號源很嘈雜的情況下 是很有用的。當(dāng)通道遇到以下情況時，可以使用差分輸入連接：輸入信號電平較低(小于IV)信號和設(shè)備之間連接導(dǎo)線人于10英尺(3米)輸入信號需要一個隔離的地參考點或者回授信號信號導(dǎo)線經(jīng)過嘈雜的環(huán)境圖4所示為使用安裝了 NI 9205的cDAQ-9172的差分電壓測屋接線圖。在圖中， 管腳1對應(yīng)“模擬輸入0 (AI0) ”通道，管腳19對應(yīng)“模擬輸入8 (AI8) ”通 道。在差分模式中，負(fù)端信號直接連接到一個模擬輸入管腳，此管腳與正端信號連接 的模擬通道相配對。例如，“模擬輸入0”連接到正端，而“模擬輸入8”連接 到負(fù)端信號；“模擬輸入1”連接到正端，而“模擬輸入9”連接到負(fù)端

44、信號； 如此下去。差分模式的缺點在于模擬輸入測量通道數(shù)量會減少一半。Al 19Aiao AGA122AI23OOMPOO圖4.差分模式信號源類型在配置輸入通道和連接信號之前，應(yīng)先確定信號源是浮動的還是接地的。浮動信號源 浮動信號源沒有連接到建筑接地系統(tǒng)而是擁有一個隔離的地參照點。浮動信號源 的例子有變床器、熱電偶、電池供電設(shè)備、光耦隔離器和隔離放大器等的輸出。 擁有隔離輸出的儀器或者設(shè)備就是一個浮動信號源。浮動信號的地參考點必須同 設(shè)備的地相連，為信號建立一個本地或者板載的參考點。否則，被測輸入信號會 浮動變動而超出共模輸入范圍。接地信號源接地信號源與建筑接地系統(tǒng)連接，因此在假定測量設(shè)備與信號

45、源接入到同一個供 電系統(tǒng)的條件下，信號源已經(jīng)連接到與設(shè)備相關(guān)的公共接地點。接入建筑供電系 統(tǒng)的儀器和設(shè)備的非隔離輸出都屬于這一范疇。連接到同一個建筑供電系統(tǒng)的兩 個儀器地之間的電勢差通常在1到lOOmV之間，但是，如果配電線路的連接不合 理，這個差值會高很多。如呆接地信號源測童方法不對，此差值就是測量誤差。 遵循接地信號源的連接說明就能夠消除源自被測信號地的電勢差。圖5所示為信號源類型和基F各個測量方法的最優(yōu)化接線圖。請注意，根據(jù)信號 類別，某個電壓測量方法會比其他方法根有效。Sigiial Sdiircc T|m-InputDiffefentiAl (DIFF)I hating Signal

46、 Sour«s(Not Connect T« BuildingGround)Examples.4 Ungrounded themiocouples4 Signal conditioning with isolated outputs Batter)f devicesGround- R ekrenccd SignalSourcesExamples* Plug-in instalments with non-isolated outputsSingleEik1e Ground Referenced(RSE)NOT RECOMMENDEDAl GN 口ZT7Ground-loop

47、 losses, Vgt arc addddto measured signal.Single-Ended Nofl-Refwenced(NRSE)圖5.常規(guī)信號源類別及對應(yīng)的推薦輸入配置高電壓測量和隔離在測最高電床時需要考慮很多因素。在設(shè)計一個數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)時，提出的第一個 問題就是該系統(tǒng)安全與否。進(jìn)行高電床測量,不僅對設(shè)備、被測單元有傷害性, 茨至對您個人及同事的人身安全都存在著危險性。為了確保系統(tǒng)安全，應(yīng)該使用 絕緣測量設(shè)備，以在用戶和危險電壓之間提供一個絕緣障壁。隔離，是在物理和電氣上將測量設(shè)備分離成兩部分的方法，可分為電氣隔離和安 全隔離。電氣隔離是兩個電氣系統(tǒng)之間的地沒有相連。電氣隔

48、離可以斷開接地環(huán) 路，擴大數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的共模范幣，還可以將信號地參考點的電壓拉平到單個系 統(tǒng)的地。安全隔離參考標(biāo)準(zhǔn)對保護個人遠(yuǎn)離危險電床有專門的規(guī)定，并對電氣系統(tǒng)的性能進(jìn)行評定，以避免高斥和瞬變電丿*擊穿邊界傳輸?shù)狡渌脩艨赡芙佑|的 電氣系統(tǒng)等情況的發(fā)生。在數(shù)據(jù)釆集系統(tǒng)中安裝隔離裝置主要有三個功能：防止接地環(huán)路,抑制共模電丿卡, 和提供安全保障。接地環(huán)路是數(shù)據(jù)采集應(yīng)用中最常見的噪音源。這種情況發(fā)生在當(dāng)電路中相連的兩 個端點處于不同的地電位上，導(dǎo)致兩點間產(chǎn)生電流。系統(tǒng)的本地地電勢可能比最 近建筑物的地電勢高或者低兒伏特，而附近的雷擊也可能導(dǎo)致此差值上升至兒白 或者兒伏也這種額外電丿k不僅本身會導(dǎo)

49、致測量的匝大謀雄，而J1電流電流會 在附近導(dǎo)線中產(chǎn)生耦合電壓。該誤差可以瞬變信號和周期信號出現(xiàn)。例如，如果 接地環(huán)路由60赫茲交流電源線形成，那么不必要的交流信號在測最中將以周期 性電壓誤差出現(xiàn)。當(dāng)接地環(huán)路存在，被測電床V就是信號電圧V和電勢差A(yù)V,之和，后者是信號源 地和測量系統(tǒng)地之間的電勢差值(如圖6所示)o這個電勢通常不是直流電平; 因此，形成了一個受到噪音干擾的測量系統(tǒng)，在讀取過程中包含了電源線頻率(60Hz)成分。"7PGroundedGromMmnoedSK>rwi SourceMmumww* Syttam Source /r7 GnxrxiMKwemenlSyMM

50、 Ground圖6由地參考系統(tǒng)測量的接地信號引入了接地環(huán)路為了避免接地環(huán)路，就要確保測量系統(tǒng)中只有一個地參考點，或者使用隔離的測 最硬件。使用隔離的測最硬件消除了信號源地和測最設(shè)備之間的連接路徑，這樣 就可以防止多個接地點之間的電流流動。前文中我們提到過NI CompactDAQ的設(shè)置，NI 9229模擬輸入模塊提供250V的 通道至通道隔離。圖7. NI 9229通道至通道隔離模擬輸入模塊共模電壓一個理想的差分測最系統(tǒng)只反映兩個端點一一正極（+ ）和負(fù)極（-）輸入的電勢 差。兩根導(dǎo)線間的差分電圧就是有效信號，然而不必要信號很可能存在，這種情 況在差分雙線的兩導(dǎo)線上都很常見。該電壓就是常說的共

51、模電壓。理想的差分測 量系統(tǒng)能夠完全抑制共模電壓，更不用說測量。然而，實際設(shè)備有很多限制條件 限定了抑制共模電床的能力，這些限制條件由共模電床范用和共模抑制比（CMRR） 等參數(shù)描述。共模電圧范用的定義是指測量系統(tǒng)各輸入端對地的最大允許電圧擺幅。違反了該 限制條件，不僅會產(chǎn)生測量誤差，而且可能損壞板卡上的元件。共模抑制比描述的是測最系統(tǒng)抑制共模電床的能力。共模抑制比越高的放大器對 抑制共模電壓的效果越顯著。在非隔離差分測最系統(tǒng)中，在電路輸入端和輸出端之間仍存在導(dǎo)電通道。因此, 放大器的電氣特性限制了輸入端上共模信號電平的抑制。使用隔離放大器就可以 消除導(dǎo)電電氣路徑，而共模抑制比也顯著增大。隔離

52、拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)當(dāng)配置測量系統(tǒng)時候，了解設(shè)備的隔離拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是很重要的。不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有 著不同的相關(guān)成本和速度的考慮。通道至通道最穩(wěn)健的隔離拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是通道至通道隔離。在這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，每個通道之間以 及同其他非隔離系統(tǒng)元件之間都是隔離的。另外，每個通道都有1己隔離的電源。 考慮到速度，有多種結(jié)構(gòu)可以選擇。每個通道使用一個模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器（ADC） 和一個隔離放大器的話，速度會明顯變快，因為所有通道可以并聯(lián)接入。NI 9229 和肛?fù)?模擬輸入模塊提供通道至通道隔離來給予最高的測量準(zhǔn)確性。一種成本效益好而速度相對較慢的結(jié)構(gòu)是各個隔離輸入通道多路復(fù)用到一個 ADC 上。另一種提供通道至通道隔離的方法就是所有

53、通道共用一個隔離電源。在這種情況 下，除非您使用的是前端衰減器，否則放大器的共模范圍受限丁電源的供應(yīng)路徑。組另一種隔離拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括組合或集合多個通道來實現(xiàn)共亨單個隔離放大器。在這 種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，通道間的共模電圧差是受限的，但是通道組之間以及與測量系統(tǒng) 非隔離部件的共模電壓可能會很大。通道之間不是隔離的，但是通道組同英他組 和地是隔離的。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是低成本的隔離解決方案，因為這種設(shè)計共用一個 隔離放大器和電源。大多數(shù)NI C系列模擬輸入模塊都是組隔離的，如NI 9201和NI 9221,可以提 供成本較低的準(zhǔn)確的模擬測量。開始瀏覽您的測量工作:NI LabVIEW一口將傳感器同測臺儀器相連，就

54、可以使用LabVIEW圖形化編程軟件對數(shù)據(jù)進(jìn)行 可視化處理和分析。（見圖8）圖8. LabVIEW電壓測量電流測量原理：電流與電阻的壓降，電流磁效應(yīng)，電感的互感效應(yīng)方法：1. 電流表直接測量法2. 電流電壓轉(zhuǎn)換法若被測電流lx很大，可以直接擁高阻抗電壓表測最標(biāo)準(zhǔn)電阻兩端的電壓Ux；若被測電流lx 僅小，應(yīng)將Ux放人到電壓表量程的適當(dāng)值后再由電壓表進(jìn)行測量。為減小Ux的誤簽，要 求該放人電路應(yīng)具冇極高的輸入阻抗和極低的輸岀阻抗，為此一般采用串聯(lián)負(fù)反饋放人電路:(a)中，開關(guān)SLS3為最程開關(guān)。若放人倍數(shù)為100,放人器輸出接5V最程電壓表，門=10 歐r2=l歐姆，r3=0.1歐姆，則該電路所測

55、電流量程和應(yīng)分為5mA,50mA,500mA三檔。(b)中是一個測呈負(fù)載上電流lx的實例，通過測最結(jié)型場效應(yīng)管源極跟隨器的輸出電圧 Ux,可測得電源E在負(fù)我上產(chǎn)生的電流lx3DJ6 5G24電路板(或負(fù)載)&5kn圖中Rl=lk歐姆，R2=5k歐姆,r=0.01歐姆。若S接5V量程電壓表，則可測負(fù)裁電流lx最人值為lOOAo(c)中.電流電壓轉(zhuǎn)換系數(shù)為4.99 kHhokft Io.i<? + 15VDL802&36 kH一 % 接 DVM)2kfl/?wl10kQ°_lsv U式中，K為差動放人器放人倍數(shù)，町用電位KW2調(diào)整R=0l歐姆.當(dāng)K=100時，電流電

56、壓轉(zhuǎn)換系數(shù)為10V/Ae反饋電阻法在被測電流回路中串接一個電壓并聯(lián)負(fù)反饋運放電路(其輸入阻抗和輸出阻抗都極低)，讓 被測電流流過電阻，如圖(a) 中，S為最程開關(guān)，Rl=lk歐姆，R2=10k歐姆，R3=100k歐姆。若Ux 接5V量程電床農(nóng)，則該電路可測電流量程相應(yīng)為5mA,0.5mA,0.05mA三檔。該電路 中標(biāo)準(zhǔn)電阻RLR3 一般在10歐姆<R<1M歐姆范圍，當(dāng)R<10歐姆時，布線電阻影響 增人；當(dāng)R>1M歐姆，準(zhǔn)確度難以保證。此時町選R=1M歐姆，現(xiàn)將10nA轉(zhuǎn)換成 10mV,再用一個電圧增益為100的同項比例運算放大器將電壓放大到IV。(b) 中采用T型反饋電阻網(wǎng)