采用雙管正激的高效率大功率適配器

1、For pers onal use only in study and research; not forcommercial use高效率人功率適配器的研究推薦給好友For personal use only in study and research; not for commercial use打印¥加入收藏更新于 2007-07-30 02:39:02適配器拓?fù)涔β室驍?shù)同步整流G3被過濾廣告1引言隨著技術(shù)的發(fā)展，電腦 CPU的工作頻率越來越高，其信息處理能力及各方面功能越來越強，這樣就要求為之供電的適配器功率相應(yīng)較大。目前DELL等公司已為其生產(chǎn)銷售的移動PC、筆記本電腦，向

2、電源生產(chǎn)商提出了150W甚至200W適配器的供貨要求。對于如此大功率適配器，從安全角度考慮，要求適配器的密封性能要好；為便于攜帶，同時 又希望適配器的體積小。但這些要求卻不利于適配器的散熱（由于損耗所產(chǎn)生的熱量），為此必須采用高效率、低損 耗的解決方法。針對下一代大功率筆記本電腦適配器，本文提出了一種高效率的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并分析研究了其電路工作原理，最后給出 了電路參數(shù)的選取方法和實驗結(jié)果。2工作原理筆記本電腦適配器是一種高質(zhì)量直流輸出電源，一般要求它具有寬的交流輸入電壓范圍：90V264V，并且能夠適應(yīng)輸入電壓頻率的波動：47Hz63Hz。對于輸入功率大于 75瓦的適配器，還要求其輸入電流諧波滿

3、足IEC-1000-3-2Class D標(biāo)準(zhǔn)，為此適配器須有功率因數(shù)校正（PFC）功能。本文介紹的大功率150瓦筆記本電腦適配器，其輸出電壓：直流12V;電壓調(diào)整率：£ ±5% ;額定輸出電流：12.5A。為滿足高功率密度及低成本等要求，經(jīng)綜合考慮，該適配器采用兩級電路架構(gòu)，如圖1所示。前級PFC是升壓Boost變換器結(jié)構(gòu)，采用電流臨界斷續(xù)模式（ DCMB ）控制；后級直流變換 DC/DC部分采用雙管正激變換器并 對二次側(cè)實行同步整流。2.1功率因數(shù)校正（PFC）電路由圖1可知，交流輸入電壓 Vi經(jīng)整流橋CR1、輸入濾波器L1、C1后，通過電感L2、開關(guān)S1、二極

4、管D1組成的亠lJ L_! _! L-l I E電 ¥Boost電路變換為直流母線輸出電壓VB。：rrmminn圖2 PFC電流臨界斷續(xù)模式控制原理時序PFC工作原理時序1，如圖2所示。PFC輸出電壓VB的反饋信號與 PFC控制芯片（如ST公司L6561 ）內(nèi)部基準(zhǔn) 信號比較后，產(chǎn)生一電壓誤差信號； 在誤差放大器的帶寬足夠低時（如20Hz以下），該電壓誤差信號就是一個直流量；此信號和輸入整流電壓相乘后，得到PFC電感峰值電流基準(zhǔn)信號（見圖2）。開關(guān)S1開通后，PFC電感電流iL2線形上升，達(dá)到峰值電流基準(zhǔn)時，S1關(guān)斷；隨后iL2通過二極管D1續(xù)流，同時向電容 C2充電，在電壓 VB的

5、壓迫下，iL2線形下降；當(dāng)PFC控制芯片檢測到電感電流 iL2為零時，開關(guān)S1將再次開通，開始下一個開關(guān)周期。電感電流iL2經(jīng)輸入濾波器L1、C1濾波，得到連續(xù)光滑的正弦輸入電流，即圖2中所示的平均電流，其值為PFC電感峰值電流基準(zhǔn)的一半。由于開關(guān)S1是在電流iL2為零時開通的，故開關(guān) S1是零電流開通（ZCS）,因此PFC的開關(guān)損耗大為減少；另外 由于S1開通時，二極管 D1的電流已經(jīng)為零，所以 D1的反向恢復(fù)問題也得到解決，由反向恢復(fù)引起的損耗將不存在，D1用普通的二極管即可。因控制簡單，PFC可采用低成本的控制芯片。由上分析可知，電流臨界斷續(xù)模式控制的PFC不僅變換效率高，而且還具有控制

6、簡單、成本低等優(yōu)點。2.2雙管正激DC/DC直流變換電路為將較高的直流母線電壓VB （約390V）變換成較低的適配器輸出電壓Vo （12V），DC/DC部分采用了雙管正激直流變換器，它由開關(guān)管 S2、S3、續(xù)流二極管D2、D3、變壓器Tr、同步整流管S4、同步續(xù)流管S5、輸出濾波器L 0、Co構(gòu)成（參看圖1）。變壓器的作用是實現(xiàn)原、副邊隔離及輸入、輸出電壓匹配。Vga2tO 11 謐 13圖3雙管正激直流變換器控制原理時序雙管正激直流變換器的控制原理時序，見圖3所示（以濾波電感電流iLo連續(xù)為例）。為分析方便，假定開關(guān)管S2、S3的漏源電容為零，這樣其漏源電壓就能夠瞬時變化。其中Vgs2、Vg

7、s3分別是S2、S3的控制信號，兩者時序完全相同。tot1 : to時刻，S2、S3同時開通，變壓器 Tr原邊繞組EF的電壓為VB,即卩VEF=VB，則副邊電壓 VGH=VB*N2 /N1，輸出濾波電感 Lo中的電流iLo經(jīng)電感Lo、電容Co （包括負(fù)載）、同步整流管S4、變壓器副邊繞組 HG流通，電感Lo的前端電壓 VG=VGH=VB*N2/N1 。由于此時 VG大于適配器輸出電壓 Vo，故iLo從iLomin線形上升到iLomaX。t1t2 : t1時刻，S2、S3同時關(guān)斷，變壓器原邊繞組電流經(jīng)二極管D2、D3續(xù)流，同時變壓器進行磁復(fù)位，此時VEF=-VB ,副邊電壓 VGH=-VB*N2

8、/N1 , S2、S3的漏源電壓 VDS2= VDS3=VB ; iLo經(jīng)電感Lo、電容Co （包括負(fù)載）、 同步續(xù)流管S5流通，Lo的前端電壓 VG=0。由于VG小于輸出電壓 Vo,故iLo從iLomax線形下降。t2t3 : t2時刻，變壓器原邊繞組電流續(xù)流完畢且磁復(fù)位結(jié)束，S2、S3仍然關(guān)斷，此時 VEF=0，原邊電壓由開關(guān)S2、S3分擔(dān)，即VDS2=VDS3=VB/2 （假定S2、S3型號相同），這樣開關(guān) S2、S3在下一次開通時的損耗就大大降低 了。副邊電壓 VGH= 0, iLo經(jīng)電感Lo、電容Co （包括負(fù)載）、同步續(xù)流管 S5流通。t3時刻，iLo線形下降至iLomi n后，S

9、2、S3同時開通，開始下一個開關(guān)周期。為提高效率，用開關(guān)管 S4、S5代替二極管以減低二次側(cè)的導(dǎo)通損耗。同步整流管S4的導(dǎo)通時間和開關(guān) S2、S3的導(dǎo)通時間同步，同步續(xù)流管S5的導(dǎo)通時間和開關(guān) S2、S3的關(guān)斷時間同步。為保證變壓器可靠復(fù)位，雙管正激直流變換器的最大占空比應(yīng)小于0.5。3參數(shù)選擇和試驗結(jié)果3.1參數(shù)選擇本文研制的150瓦筆記本電腦適配器，其中PFC控制芯片采用ST公司生產(chǎn)的L6561，其價格較低，外圍控制電路所用元器件少；設(shè)定 PFC的輸出電壓VB=390V （略大于最大輸入電壓的幅值）；PFC其他器件參數(shù)如下：共模濾波電感（圖 1中未畫出）：LFZ2805V08 ；差模濾波電

10、感 L1 : 73uH ； PFC Boost 電感 L2 : 165uH ；全波整流橋 CR1： RBV-406 ;二極管 D1 : 8ETH06 ；開關(guān)管 S1： ST 公司 STP12NM50FP，12A/500V，Rds=0.30W（Typ）；輸入濾波電容 C1： 1UF/400V ;直流母線輸出濾波電容C2 : 100UF/400V 。雙管正激直流變換器的控制芯片采用價格便宜的UC3845 ；考慮到負(fù)載動態(tài)響應(yīng)要求及輸出阻抗，設(shè)定滿載時占空比為0.38 ;變壓器原、副邊匝比為N1:N2=56:5，選用philips公司生產(chǎn)的鐵芯 EFD30-3F3 ;其他器件參數(shù)如下：原邊開關(guān)管 S

11、2、S3 : STP12NM50FP ;續(xù)流二極管 D2、D3 : MUR160 ；副邊開關(guān)管 S4、S5: Fairchild 公司 FDP038AN06A0, 3.8mW/80A/60V ;輸出濾波電容 Co： Rubycon ZL series，1500uF/16V ;輸出濾波電感 Lo： 20uH ;開關(guān)頻率：180k Hz。3.2試驗結(jié)果圖4為Vi=90V時PFC滿載輸入電壓及輸入電流試驗波形，可以看出輸入電流波形的正弦性好，經(jīng)測定功率因數(shù) PF值大于0.99 ;圖5為雙管正激直流變換器輸出濾波電感前端電壓VG、原邊下管S3漏源電壓VDS3的試驗波形，由圖可知在原邊開關(guān)管 S2、S3

12、開通前，S3的漏源電壓 VDS3=VB/2。由于S2、S3的漏源電容實際不為零，VDS3 （以及VDS2）從VB下降到VB/2是通過其漏源電容和變壓器激磁電感諧振來完成的，故VDS3下降（從 VB到VB/2 ）需要一定的時間，并具有一定的斜率。圖4 PFC滿載90V時輸入電壓、輸入電流試驗波圖5 DC/DC輸出電感前端電壓、原邊下管漏源電形壓試驗波形90V時圖6為PFC在不同輸入電壓下的滿載效率曲線（不包括控制損耗），該效率隨輸入電壓的升高而升高，在最低，但也高達(dá)95.08% ;圖7為DC/DC變換器在不同輸出負(fù)載時的效率曲線（不包括控制損耗），其150W滿載時效率高達(dá)96.04% ;圖8為不

13、同輸入電壓下適配器的滿載效率曲線（包括控制損耗），滿載時適配器的整體效率超過90.80%，該效率曲線的特點也是隨輸入電壓的升高而升高，在230V時可高達(dá)93.57%。98.0037.0096.009S.OO94.00232&4V95.0897.9598.05圖6不同輸入電壓下 PFC滿載效率曲線97.0096.5095.5095.0060W30WiOOV15OW95. 55飯839&滋9& 19& 04圖7 DC/DC不同輸出負(fù)載時的效率曲線4結(jié)論本文研制的150瓦筆記本電腦適配器具有兩級電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，前級PFC采用電流臨界斷續(xù)模式控制，后級DC/DC部分采用雙

14、管正激變換器。PFC和DC/DC各自獨立，控制電路簡單，成本相對低廉。適配器的整體效率高，滿載時超過 90.80% 。實驗結(jié)果表明該適配器具有高效率、高功率因數(shù)、及低成本等優(yōu)點。參考文獻(xiàn)：1、 ST 公司， “ L6561,enhanced2、IEC 1000-3-2, First Editiontransition mode power factor corrector （A”N966 ） .Switzerland.1995-03 ， International Electrotechnical Commission ， 3 ， Geneva ，僅供個人用于學(xué)習(xí)、研究；不得用于商業(yè)用途For personal use only in study and research; not for commercial use.Nur f u r den pers?nlichen f u r Studien, Forschung, zu kommerziellen