畢業(yè)設計高頻軟開關高壓脈沖電容恒流充電電路研究

1、摘要摘要電源對于所有用電設備是必不可少的。開關電源取消了傳統(tǒng)電源采用的笨重的工頻變壓器，使得電源的體積大大縮小。電源中的電力電子器件工作在開關狀態(tài)，使整機效率很高。由于它具有體積小、重量輕和效率高的優(yōu)點，因而發(fā)展非常迅速，應用范圍日益擴大。隨著脈沖功率技術的發(fā)展，高壓脈沖電源的需求越來越廣，且越來越多。理想串聯(lián)諧振充電拓撲因其能在較寬的電壓范圍內(nèi)具有平均充電電流恒定的特點，且抗負載短路能力強，被廣泛用于X射線發(fā)射機、相控雷達、高壓電容器充電電源等領域。本課題研究基于IGBT的高頻軟開關脈沖電容充電電路, 主電路采用串聯(lián)諧振拓撲, 具備零電流開關、恒流充電、內(nèi)在短路保護等優(yōu)點本文首先簡要介紹了全

2、橋串聯(lián)諧振高壓恒流充電電路的發(fā)展狀況和技術的發(fā)展趨勢，然后詳細分析了其基本結構、工作原理，并對2uF的高壓電容充電至3kV作了Pspice仿真，通過對全橋串聯(lián)諧振高壓恒流充電電路實際輸出與理想充電情況下的對比，得出了寄生電容是影響串聯(lián)諧振電容器充電電流輸出特性最重要原因這一結論，分析了其造成電路非線性導致充電電流嚴重衰減的原理。關鍵詞充電電路；串聯(lián)諧振；寄生電容I 燕山大學本科生畢業(yè)設計（論文）AbstractPower supply is essential for all electrical equipment now. Cancellation of the traditional p

3、ower supply used heavy frequency transformer, making the powers volume much smaller. The power electronic devices work in the switch state, and the units efficient is high. Because of its small size, light weight and efficiency advantages, the power electronic devices developed rapidly growing range

4、 of applications. With the development of pulsed power technology, the demand for high-voltage pulse power more widely and more and more. Series resonant topology ,because of its ideal charging voltage in a wide range with the average characteristics of constant charge current, and resistance to loa

5、d short-circuit capability, is widely used in X-ray transmitter, phased radar, high voltage capacitor charging power supplies. This study is based on IGBT high-frequency soft-switching pulse capacitor charging circuit, main circuit of series resonant topology, with zero current switching, constant c

6、urrent charging, the inherent advantages such as short-circuit protectionThis paper gives a full-bridge series resonant high-voltage and constant current charging circuit development and technology trends, Then a detailed analysis of the basic structure, working principle, and 2uF high voltage capac

7、itor charged to 3kV in Pspice Simulation, Through the full bridge series resonant high-voltage constant current charging circuit charging the actual output and the ideal case of contrast, Impact of parasitic capacitance is obtained in series resonant capacitor charging current output characteristics

8、 of the most important reason for this conclusion, analysis of nonlinear circuits lead to its cause serious attenuation of the principle of charging current.Keywords High voltage charging circuit Series resonance Parasitic capacitanceIII第1章 緒論目 錄摘要IAbstractII第1章 緒論31.1 課題背景31.1.1軟開關技術簡介31.1.2 軟開關的分類

9、41.2 課題的發(fā)展歷程及應用領域81.3 畢業(yè)設計內(nèi)容8第2章 充電電源電路原理112.1電路的工作原理及方式112.2串聯(lián)諧振充電電源電路分析172.3串聯(lián)諧振充電電源的基本特征202.4 本章小結22第3章 串聯(lián)諧振電路的理論與實際對比分析233.1 理想電路仿真與實際波形233.2實際電路影響參數(shù)分析253.3分布電容影響的確定273.4高頻變壓器分布電容對充電電路的影響及改進293.4.1分布電容對充電電流工作狀態(tài)的影響293.4.2分布電容對電磁干擾的影響313.5 本章小結32結論33參考文獻36第1章 緒論1.1 課題背景 近幾年國外諧振型開關電源發(fā)展很快，其技術是在正弦波的零

10、電壓或零電流處開通或關斷開關管，其開關功率理論上為0，降低了開關損耗及開關應力要求。高重復頻率的開關技術成為脈沖功率領域研究的重點之一。雖然我國在這方面投入了大量的人力和物力, 做出了巨大的努力, 并取得了可喜的成就, 但是, 目前我國的開關電源技術與世界上先進的國家相比仍有較大的差距。此外, 近幾年來我國已把無工頻變壓器開關電源的工作頻率從數(shù)十千赫茲 提高到數(shù)百千赫茲,把輸出功率由數(shù)十瓦提高到數(shù)百瓦，甚至數(shù)千瓦, 但是, 由于我國半導體技術與工藝跟不上時代的發(fā)展, 導致我們自己生產(chǎn)出的無工頻變壓器開關電源中的開關管大部分采用的仍是進口的晶體管。1.1.1軟開關技術簡介現(xiàn)代電力電子裝置的發(fā)展趨

11、勢是小型化、輕量化，同時對裝置的效率和電磁兼容性也提出了更高的要求。通常，濾波電感、電容和變壓器在裝置的體積和重量中占很大比例。因此必須設法降低他們的體積和重量，才能達到裝置的小型化、輕量化。從“電路”的有關知識中可以知道，提高工作頻率可以減少變壓器各繞組間的匝數(shù)，并減小鐵心的體積，從而使變壓器小型化。因此裝置小型化、輕量化的直接途徑就是電路的高頻化。但在提高開關頻率的同時，開關損耗也會隨之增加，電路效率嚴重下降，電磁干擾也增大了，所以簡單的提高開關頻率是不行的。針對這些問題出現(xiàn)了軟開關技術，他利用以諧振為住的輔助換流手段，解決了電路中的開關損耗和開關噪聲問題，使開關頻率可以大幅度提高。在很多

12、電路中，開關元件在電壓很高或電流很大的條件下，在門極的控制下開通或關斷，起典型的開關過程如圖1.1-1所示。開關過程中電壓、電流均不為零，出現(xiàn)了重疊，因此導致了開關損耗。而且電壓和電流的變化很快，波形出現(xiàn)了明顯的過沖，這導致了開關噪聲的產(chǎn)生。具有這樣的開關過程的開關稱為硬開關。在硬開關過程中會產(chǎn)生較大的開關損耗和開關噪聲。開關損耗隨著頻率的增加，使電路效率下降，阻礙了開關頻率的提高；開關噪聲給電路帶來嚴重的電磁干擾問題，影響周邊電子設備的工作。通過在原來的開關電路中增加很小的電感，電容等諧振元件，構成輔助換流網(wǎng)絡，在開關過程中引入諧振過程，開關開通前電壓降為零，或關斷前電流降為零，就可以消除開

13、關過程中電壓、電流的重疊，降低他們的變化率，從而大大減小甚至消除損耗和開關噪聲，這樣的電路稱為軟開關電路。軟開關電路中典型的開關過程如圖1.1-2所示。具有這樣開關過程的開關稱為軟開關。開關損耗理論上為零。1.1.2 軟開關的分類 根據(jù)電路中主要開關元件是零電壓開通還是零電流關斷，可以將軟開關電路零電壓電路和零電流電路兩大類。通常，一種開關電路要么屬于零電壓電路，要么屬于零電流電路。但在有些情況下，電路中有多個開關，有些開關工作在零電壓的條件下，而另一些開關工作在零電流的條件下。 根據(jù)軟開關技術的發(fā)展歷程可以將軟開關電路分成準諧振電路、零開關PWM電路和零轉換PWM電路。下面分別介紹上述三類軟

14、開關電路。1.準諧振電路這是最早出現(xiàn)的軟開關電路，其中有些現(xiàn)在還在大量使用。準諧振電路可分為(1)零電壓開關準諧振電路；(2)零電流開關準諧振電路；(3)零電壓開關多諧振電路；(4)用于逆變器的諧振直流環(huán)電路。2.零開關PWM電路這類電路中引入了輔助開關來控制諧振的開始時刻，使諧振僅發(fā)生與開關過程前后。零開關PWM電路可以分為1）零電壓開關PWM電路；2) 零電流開關PWM電路和準諧振電路相比，這類電路有很多明顯的優(yōu)勢：電壓和電流基本上是方波，只是上升沿和下降沿較緩，開關承受的電壓明顯降低，電路可以采用開關頻率固定的PWM控制方式。這兩種電路的基本開關單元如圖1.1-33.零轉換PWM電路這類

15、軟開關電路還是采用輔助開關控制諧振時刻的開始時刻，所不同的是，諧振電路是與主開關并聯(lián)的，因此輸入電壓和負載電流對電路諧振過程的影響很小，電路在很寬的輸入電壓輸入范圍內(nèi)并從零負載到滿載都能工作在軟開關狀態(tài)。而且電路中無功功率的交換被削減到最小，使這種電路的效率進一步提高。零轉換電路可分為：(1)零電壓轉換PWM電路；(2)零電流轉換PWM電路。基本開關單元如圖1.1-4文獻1中采用反激變換器在20s內(nèi)21nF的PFN充電至30kV；文獻2介紹了日本東芝公司用全橋串聯(lián)諧振充電電路開環(huán)控制方式為33nF電容充電至40kV，重復頻率1kHz；通過改進變壓器結構和高壓副邊的整流級數(shù)的技術提高電源效率至8

16、0.4%。文獻3介紹了德州大學采用的硬開關全橋逆變高頻開關電源拓撲，并附加了吸收電路保護開關；實現(xiàn)100ms內(nèi)充電幅值38kV，峰值功率15kW。但充電電流恒流性差、效率低，只適用于大功率低頻充電場合。國內(nèi)現(xiàn)狀：文獻11提到了國家的HLS二期工程調(diào)制器改造項目中使用了高頻開關電源變換技術，一方面引進了進口的開關型12kW PFN充電電源，以滿足工程及機器運行的迫切需要；另一方面也著手進行了立足自己的技術研究，40kV/20kW軟開關型高穩(wěn)定度PFN充電高壓電源裝置的研制工作迅速展開。研究主要集中在重頻放電電源的充電電壓精度、重復穩(wěn)定性、效率、功率密度、保護電路和可靠性等方面。作為其中的典型，串

17、聯(lián)諧振軟開關恒流CCPS的調(diào)制與控制技術研究是當前的熱點。國內(nèi)方面對于目前提高電壓穩(wěn)定度的問題，文獻4介紹了華中科大的鐘和清教授在分析寄生電容對串聯(lián)諧振電容器充電電源特性的條件下，提出利用圖表法對串聯(lián)諧振充電電源進行參數(shù)設計和調(diào)試，克服了以往高壓脈沖電源設計和調(diào)試的盲目性。1.2 課題的發(fā)展歷程及應用領域在粒子加速器、激光脈沖、雷達發(fā)射等技術領域中, 廣泛使用功率脈沖調(diào)制器, 脈沖調(diào)制器通常由直流高壓充電電源、高壓儲能電容或脈沖成形網(wǎng)絡(PFN ) 及負載組成, 高壓儲能電容或PFN先被充電至所需電壓, 然后在時序信號作用下通過放電開關向匹配負載放電而產(chǎn)生一定寬度的功率脈沖,對不同的應用場合,

18、 脈沖重復頻率可能由單次放電到幾千赫茲不等。文獻5在某些應用場合, 往往要求充電電壓穩(wěn)定性好于1% 甚至0. 1%。最傳統(tǒng)的充電方式是使用工頻高壓電源和De-Q電路的LC諧振充電方式, 儲能電容可獲得兩倍于高壓電源的電壓值, 雖然技術路線較簡單, 但由于工作于低頻狀態(tài), 體積、重量大，且紋波、穩(wěn)定性不能令人滿意，電網(wǎng)電壓波動時尤其如此。比較先進的技術路線是采用電力電子學中的開關變換技術。由于新型功率開關器件及新電路拓撲的不斷進步, 開關變換技術得到了迅速的發(fā)展，較之于硬開關電路, 諧振開關電路因工作于軟開關狀態(tài), 技術更先進, 具備開關損耗小、諧波分量小、頻率高(如幾十千赫茲)、儲能元件體積小

19、等優(yōu)點。其可以應用于電力、廣電、自控、鐵路、雷達、發(fā)射機、電焊機、照明、射線無損檢測分析、醫(yī)療設備、海水淡化等領域。1.3 畢業(yè)設計內(nèi)容軟開關串聯(lián)諧振電容器拓撲因其在較寬的電壓范圍內(nèi)具有平均充電電流恒定和抗短路能力強的特點而用于對高壓電容器充電。但開關頻率固定的串聯(lián)諧振充電電源的恒流特性因直流母線電壓的波動和高壓變壓器以及整流單元的分布電容的影響，其充電電流并不是恒流。通過這次課題達到以下目的：1 掌握串聯(lián)諧振高壓恒流充電電路的原理和設計原則；2 仿真、對比實驗驗證串聯(lián)諧振高壓恒流充電電路理論分析和電路設計的正確性；3 研究串聯(lián)諧振高壓恒流充電電路的非線性因素；4 通過仿真、實驗，分析證實寄生

20、電容對串聯(lián)諧振電容器充電電源特性的影響，造成電路非線性導致充電電流嚴重衰減。5 探索解決寄生分布電容對串聯(lián)諧振電容器充電電源特性的影響的方法。37 第2章 充電電源電路原理第2章 充電電源電路原理2.1電路的工作原理及方式在諧振開關技術中最適合脈沖電容充電的電路是串聯(lián)諧振開關電路,輸出近似為恒流源或稱“等臺階充電”，突出的優(yōu)點是充電效率高且具有固有短路保護能力。其主電路如圖2-1所示。由于電源功率大，采用全橋型電路，高頻變壓器的副邊也采用二極管整流橋進行整流。圖中為串聯(lián)諧振電感(含變壓器漏感和線路分布電感)；為串聯(lián)諧振電容。圖2-1 電容充電電源主電路示意圖直流電壓（由市電經(jīng)過整流得到）經(jīng)過逆

21、變電路逆變?yōu)轭l率很高的方波交流電，此高頻方波交流電在經(jīng)高頻變壓器生壓后，由二極管整流橋整流輸出穩(wěn)定的直流電流，向電容C進行充電。設為IGBT的開關頻率，為諧振頻率。串聯(lián)諧振變換器按大小有3種工作方式：1方式一(</2) 電流斷續(xù)工作,此方式下開關損耗低且干擾小,可實現(xiàn)開通時電流緩慢增加,關斷時為零電流關斷；2方式二(/2<<) 電流連續(xù)工作,可實現(xiàn)零電流關斷。但開通時,同一橋臂上的兩個開關管存在強迫換流,故開關損耗較大,干擾大；3方式三(>) 電流連續(xù)工作,零電壓開通和硬關斷,開關損耗和干擾較大。因線路存在電感,斷時產(chǎn)生的電壓尖峰較高,極易損壞開關器件?，F(xiàn)在以圖2-2的

22、電路來分析一下串聯(lián)負載DCDC變換器的這三種運行方式。（a）串聯(lián)負載DC/DC變換電路 圖2-2 串聯(lián)負載DC/DC變換電路及等效電路 由圖可知，電感和電容形成串聯(lián)諧振，并與負載串聯(lián)，經(jīng)過諧振的電流在負載端被全波整流。輸出端的濾波電容C足夠大，可以認為電容C兩端電壓是沒有波紋的直流電壓。為了簡化分析，假定諧振電路中的電阻損耗可以忽略不計，輸出電壓可以反射到整流橋的輸入端，以表示，如果為正，為負，。若開關T+導通，電流為正時流經(jīng)T+，反之，流經(jīng)二極管D-。與此類似，為負時，若開關T-導通，電流流經(jīng)T+；反之流經(jīng)二極管D+。因此，對圖2-2（a）來說，可有如下四種狀態(tài)：1.當>0時T+導通:

23、 =+，；D-導通: =，。2.當<0時T-導通: =，；D+導通: =+，。諧振槽上的電壓取決于電流的方向以及哪個開關器件導通。上述方程所描述的狀態(tài)可以用圖2-2（b）所示等效電路來表示。應該注意，使用這個等效電路時應按不同的時間間隔來計算。在每種時間間隔內(nèi)，要確定其出使條件，并把和看作一個直流電壓。在穩(wěn)態(tài)對稱運行時，兩個開關器件的工作狀態(tài)是相同的，與此相似，兩個二極管的工作狀態(tài)也是相同的，因此只要對半個運行周期進行分析即可知道整個周期的狀態(tài)，因為另外半個周期的運行狀態(tài)與此對稱。此串聯(lián)諧振電路的開關頻率由電路中的開關器件來控制，它可以比諧振頻率低，也可以比諧振頻率高。根據(jù)和的不同比值，

24、電流有連續(xù)和不連續(xù)之分，起運行狀態(tài)可分為下面的三種情況。2.1.3.1 斷續(xù)導通(</2)應用諧振方程可計算出電流和電壓的穩(wěn)態(tài)波形，如圖2-3所示。在時刻，開關T+開通，電感電流從零開始建立，電容電壓的初始值為，電流和電壓在各區(qū)間的等效電路示于圖2-3中。在時刻，滯后180°，電感電流開始反向。因為開關T-尚未開通，電流只能流經(jīng)二極管D+，向電源回饋能量。在之后的180度內(nèi)，峰值電流較小。當達到零之后，如果電路中開關器件未開通，電流一直為零。由于電路中電流、電壓是對稱運行的，在斷續(xù)期間，電容電壓等于，相對于為負值。因為，以電流成為斷續(xù)狀態(tài)；在時刻，開關T-開通，下半周開始工作，

25、其電流電壓波形前相同，但極性相反。電路的開關頻率可從T+兩次開通為一個周期來計算。由圖可知，開關頻率小于諧振頻率的一半，也就是說一個開關周期內(nèi)，諧振電流已震蕩兩次，另外還有兩段停止工作時間。開關頻率的半個周期超過了諧振電流的360°，所以，被整流的電感電流等于輸出直流電流，負載電壓為。圖2-3 電流斷續(xù)運行2.1.3.2. 連續(xù)導通(/2<<)圖2-4為/2<<時，諧振電流連續(xù)運行狀態(tài)的波形圖。由圖可知，開關T+在處開通。開通條件不是零電流和零電壓條件，開關T+導通時間小于180°。在處反向，電流流經(jīng)二極管D+，于是開關T+自然關斷，在處，T開通，電

26、流從二極管D+轉向開關T-。與斷續(xù)運行相比，因為開關T-提前開通，所以D+導通時間也小于180度。這種狀態(tài)運行，開關不是在零電壓和零電流條件下開通，所以產(chǎn)生了開通損耗。此外，為了避免對開關有過大的反向峰值電流和過大的二極管損耗，二極管必須有良好的反向恢復特性。例如，在處，開關T-開通時，原來導通的二極管D+不能立即關斷，于是通過D+的反向電流會給正在開通的T-開關增加了電流負擔。因為電感電流經(jīng)過開關過零，而且經(jīng)續(xù)流二極管反向，所以開關是在零電流、零電壓條件下自然關斷的。圖2-4 電流連續(xù)運行2.1.3.3. 連續(xù)導通(>)這種運行狀態(tài)與以前討論的連續(xù)導通狀態(tài)有所不同，當/2 <&l

27、t; 時，電流是連續(xù)的，其開關自然關斷，但開通并非零電流條件。當>時，電流也是連續(xù)的，開關的關斷是強迫關斷，開通具有零電流和零電壓條件。圖2-5示出了>時的電路波形。由圖可知，T+開關在零電流條件下與處開通，且開始反向。在處，震蕩電流未達到零之前，開關T+被強迫關斷，正向電流被迫經(jīng)二極管D-流通。此時加在諧振槽的電壓為較大的負電壓，所以流經(jīng)二極管D-的電流很快在處減小為零。此后，電流反向，當二極管D-開始反向?qū)〞r，開關T-立即開通。開關T-關斷之后，二極管D+導通。開關T+和二極管D-的導通時間為開關頻率的半個周期，此半個周期小于諧振頻率的半個周期。圖 2-5 電流連續(xù)>三

28、種方式中,方式一在絕緣柵雙極晶體管(IGBT)開通和關斷時損耗都最小，被選作恒流充電電源的工作方式，其工作時諧振電流波形見圖2-6。 忽略圖放電保護電路的影響,設為電容電壓折算至變壓器原邊的電壓,則理想情況(輸入電壓恒定,變壓器及半導體器件為理想器件)下：在期間：在期間：充電電流平均值：= (2-1)由上式可見,在諧振參數(shù)和輸入電壓一定時,充電電流與開關頻率成正比。開關頻率恒定,則充電電流恒定。充電電流與負載電壓無關,因而具有強的抗負載短路能力。圖2-6 諧振電感電流波形2.2串聯(lián)諧振充電電源電路分析全橋串聯(lián)諧振充電電源的主電路原理圖,由直流電源V ,逆變開關S1S4 , 諧振電容Cs 和電感

29、L s ,變壓器TX ,高壓整流橋D1D4 ,負載電容CL 等組成。充電過程中,兩組逆變開關S1 ,S4 和S2 ,S3 交替導通,完成一個開關周期。圖2.8 是通過電感L s 的諧振電流波形,從電流波形可知,一個開關周期可分為兩個諧振周期,并根據(jù)逆變開關和高壓整流二極管的導通情況分為4 種工作模式。4 種模式的等效電路如圖2.9,圖中Ce 為負載電容CL 折合到變壓器初級的等效電容,下文中,負載電容指等效電容Ce 。 模式1：S1、S4 導通，S2、S3 截止，電壓、電流方向如圖2.9(A)，由于負載電容Ce 遠遠大于諧振電容Cs ,回路中的電阻也遠小于諧振電容、電感的等效阻抗,因此回路電流

30、可表示為：i = ( - U1/ Z) sin (t) (2-2)諧振電容電壓Us 和負載電容電壓Ue 可分別表示為Us = Us0 - U1 1 - cos (t) (2-3)Ue = Ue0 - U1 1 - cos (t) (2-4)式中:諧振頻率，回路阻抗Z 分別為 = 1/LsCs , Z = Ls/C (2-5)U1為回路初始電壓之和U1 =U0 + Us0 + Ue0 (2-6)U0、Us0、Ue0分別為直流電源、諧振電容、負載電容上的初始電壓。根據(jù)公式(2-2)(2-4)，模式1的充電峰值電流ipeak1 ,充電結束時刻諧振電容和負載電容上的電壓Us1, Ue1為：ipeak1

31、 =-U1/Z，Us1 = Us0-2U1，Ue1 = Ue0-2U1 (2-7)式中：為諧振電容和負載電容容量之比，= Cs/ Ce。模式2：S1、S4 導通，S2、S3 截止,負載電容電壓方向反向,電壓電流方向如圖2.9(b) 所示,電壓初值之和為U2=U0+Us1-Ue1 (2-8)模式2 的充電峰值電流ipeak2，充電結束時刻諧振電容和負載電容上的電壓Us2，Ue2分別為：ipeak2= U2/Z，Us2= Us1-2U2, Ue2 =Ue1+2U2 (2-9)圖2.9 串聯(lián)諧振充電電源等效電路圖2.8 諧振電流波形模式3：S2、S3 導通，S1、S4 截止，諧振電容、負載電容電壓方

32、向反向,電壓電流方向如圖2.9 (c) 所示,電壓初值之和為：U3=U0-Us2+Ue2 (2-10)模式3的充電峰值電流ipeak3，充電結束時刻諧振電容和負載電容上的電壓Us3，Ue3分別為：ipeak3 = - U3/Z，Us3 =Us2+U3，Ue3 =Ue2-2 (2-11)模式4：S2、S3 導通，S1、S4 截止，負載電容上電壓方向反向，電壓電流方向如圖2.9 (d)所示,電壓初值之和為：U4= U0-Us3-Ue3 (2-12)模式4的充電峰值電流ipeak4，充電結束時刻諧振電容和負載電容上的電壓Us4、Ue4分別為ipeak4 = -U4/ Z；Us4 =Us3+2U4；U

33、e4 = Ue3 + 2U4 (2-13)公式(2-6)(2-13)為串聯(lián)諧振充電電壓遞推公式,應用遞推公式，給定回路參數(shù)及初始條件,就可計算出不同諧振周期的電壓電流值。2.3串聯(lián)諧振充電電源的基本特征一個開關周期,負載電容上的電壓增量Ue 基本與Cs 和Ce 的電壓初值無關，近似為： (2-14)一個振蕩周期,負載電容上的電壓增量為 (2-15)所以這種充電方式也稱為“等臺階充電”,即每個諧振周期負載電容電壓增量相等。利用公式(14) 可以推出充電電流的平均值為 (2-16)不難發(fā)現(xiàn),平均電流只取決于回路阻抗和直流電源U0 的電壓,所以,這種充電方式也被稱為脈動恒流充電。只要初始放電電壓滿足

34、振蕩條件,即U1 , U3 為負, U2 , U4 為正,電源就能維持恒流充電的特性。從遞推公式可以推出,諧振電流的前向和反向電流峰值分別近似為 (2-17) (2-18)當Ue = U0 時,負載電容電壓和直流電源電壓相等,反向不再充電,失去恒流充電作用。也就是,最大恒流充電電壓為直流電源的電壓。這時,諧振電流取得最大值： (2-19)重復頻率充電時,負載電容常常不完全放電,設負載電容為CL ,充電電壓為Uout ,每次放電負載電容電壓降低UL ,變壓器變比為n ,諧振頻率為f ,重復頻率為f r ,那么,諧振電容為： (2-20)諧振電感為： (2-21)有了諧振電感、電容參數(shù),根據(jù)上一節(jié)

35、的內(nèi)容就可確定最大諧振電流、平均電流等數(shù)據(jù),為電源器件選擇及散熱設計提供依據(jù)。電源最大輸出功率為： (2-22)平均輸出功率為： (2-23)可見,平均輸出功率與每次放電電壓變化量UL 密切相關,在負載電容電壓基本維持恒定的情況下,UL0 ,平均功率與最大功率相同,在負載電容完全放電的情況下,UL Uout ,平均功率為最大輸出功率的1/2。2.4 本章小結本章簡要介紹了串聯(lián)諧振充電電路的工作原理，并詳細闡述了串聯(lián)諧振充電電路三種工作方式。并對串聯(lián)諧振充電電路的充電電流，電壓進行推導，介紹串聯(lián)諧振充電電源的基本特征。第3章 串聯(lián)諧振電路的理論與實際對比分析第3章 串聯(lián)諧振電路的理論與實際對比分

36、析3.1 理想電路仿真與實際波形 理想電路如圖3.1-1 所示 圖3.1-1 串聯(lián)諧振充電電路仿真電路開關頻率, 諧振電感，諧振電容，則由公式 滿足</2 變壓器匝比為，1：20 負載電容大小為，2uF 直流電源電壓為，150V由圖3.1-1仿真電路的仿真波形如圖3.1-2所示 圖3.1-2 理想串聯(lián)諧振充電電路仿真波形如上圖所示，串聯(lián)諧振充電電路在理想的的實際裝置中變壓器，高壓整流二極管都是理想器件下得到的充電電壓波形，電壓波形以線性直線上升。但實際裝置中的串聯(lián)諧振充電電流并不恒定，充電電壓波形并不是像圖3.1-2理想串聯(lián)諧振充電電路仿真波形一樣的。實驗裝置充電波形如下圖3.1-3所示

37、圖3.1-3 實際串聯(lián)諧振充電電流包絡及充電電壓波形由圖可見，高頻變壓器存在較大分布電容且無校正電路時，負載電容電壓uL波形在充電末期變彎曲了說明實際的電路中存在著分布參數(shù)的影響。3.2實際電路影響參數(shù)分析近年來，電力電子技術的飛速發(fā)展，IGBT、IPM等高頻大功率電力電子器件的大量出現(xiàn)，此種高頻電源體積小、重量輕、控制及時、除塵效率較高，必將逐漸替代傳統(tǒng)工頻電源。但高壓電源的高頻化會帶來其他問題，主要體現(xiàn)在高頻高壓變壓器上。高頻情況下，變壓器的分布參數(shù)成了不容忽視的問題。分布參數(shù)嚴重影響到電磁器件的特性，它使勵磁電流發(fā)生畸變，使整個系統(tǒng)的效率下降，使系統(tǒng)的控制問題變得復雜。而且，從一次側看，

38、分布電容將影響系統(tǒng)的諧振頻率，甚至會破壞高頻高壓變換器的工作特性。在變壓器中，由于兩個導體之間分布的或寄生的電氣禍合，繞組線匝之間、同一繞組上下層之間、不同繞組之間、繞組對屏蔽層之間沿著某一線長度方向的電位分布是變化的，這樣形成的電容稱為分布電容。其主要是由繞組對磁心(或?qū)ζ帘螌?分布電容、各繞組間分布電容和繞組與繞組間分布電容三部分組成。實際變壓器存在分布電容和漏感且激磁電抗為有限值，故串聯(lián)諧振電路A、B端負載可等效為圖3.2-1電路，其中、分別為變壓器原、副邊等效分布電容。 激磁電抗對充電電流的影響：隨著輸出電壓的升高，激磁電抗上的電壓及相應的激磁電流增大，因不經(jīng)過整流輸出端，故原邊諧振電

39、流只有部分經(jīng)過整流輸出端，從而使輸出電流隨著輸出電容電壓的升高而逐漸減小。變壓器分布電容對充電電流的影響：分布電容電流其中為分布電容(如、)；為分布電容電壓。因變壓器工作在高頻高壓狀態(tài)下，隨著輸出電容電壓的升高，不經(jīng)過高壓整流輸出端的隨之增大，從而使輸出電流隨著輸出電容電壓的升高而減小。 串聯(lián)諧振頻率對充電電流的影響：越高則越大，分布電容對輸出電流的影響就越大；越高則越小， 對輸出電流的影響就越小。在高壓小電流充電中，若諧振參數(shù)按小電流輸出設計，和將使充電電流隨輸出電容電壓升高迅速減小，當 與 之和與按元部件理想化設計的電流相等時，充電機便不能輸出電流，充電失敗。 分布電容對諧振頻率比的影響：

40、在變壓器高壓輸出情況下，遠大于諧振電容，所以電路中的電容值由決定。這是充電電路使用串聯(lián)諧振結構的一個重要的原因之一，因為這樣充電電路在對不同值的儲能電容進行充電時，不會影響變換器的和。故分布電容對諧振頻率比的影響可以忽略。由于二次側電流很小，R2和L2可忽略不計;一次側繞組匝數(shù)較少，因此Rl也可忽略不計;初級電容值與等效后的次級電容值相比很小，也可以將其忽略掉。A、B端等效電路可以簡化圖3.2-2所示為：從上面的分析我們可以了解到，變壓器的分布電容是影響電源恒流充電性質(zhì)的主要因素。3.3分布電容影響的確定 上文已對變壓器的分布電容對電源恒流充電的影響進行了實際電路等效模型的分析，寄生電容的存在

41、直接影響到充電電壓的線性度，下面對分析結果進行了仿真驗證。 在高頻變壓器初級加入分布電容Cp,如下圖3.2-3 所示 圖3.2-3 加入分布電容后的串聯(lián)諧振充電電路仿真電路電路所采用元件參數(shù)還是維持與上次仿真數(shù)據(jù)相同，添加分布電容Cp=30nf,有仿真電路得仿真波形如圖3.2-4所示。 圖3.2-4 加進分布電容的串聯(lián)諧振充電電路仿真波形觀察上圖加進分布電容的串聯(lián)諧振充電電路仿真波形，負載電容電壓在10ms時間時，充電電壓2.2千伏左右時候，充電電壓偏離直線線性上升，漸漸衰減。輸出電流平均值在充電起始階段恒定，而在充電電壓接近設定值時衰減逐漸嚴重。a) 充電起始階段電壓電流b) 充電中間階段電

42、壓電流c) 充電結束階段電壓電流圖3.2-5 串聯(lián)諧振充電電路仿真各階段的電壓電流波形如圖3.2-5所示，在充電電壓處于100V(圖3.2-5a)的低電壓時，諧振電流正弦度好，諧振周期恒定；當充電電壓處于2.2kV(圖3.2-5b)時，諧振電流開始出現(xiàn)衰減畸變；充電到2.9kV(圖3.2-5c)接近結束階段時，諧振電流嚴重畸變，直接影響到充電電壓的線性度。綜上所述，高頻情況下，變壓器的分布電容成了不容忽視的問題，它使勵磁電流發(fā)生畸變，使整個系統(tǒng)的效率下降，使系統(tǒng)的控制問題變得復雜。而且，從一次側看，分布電容將影響系統(tǒng)的諧振頻率，最直接影響到串聯(lián)諧振充電電壓的線性度，甚至會破壞高頻高壓變換器的工

43、作特性。3.4高頻變壓器分布電容對充電電路的影響及改進3.4.1分布電容對充電電流工作狀態(tài)的影響高頻變壓器是高壓電源的核心部件，是電氣隔離、傳輸能量、電壓變換的重要元件。在低壓(功率)變壓器中，可以不考慮波形的畸變和工作頻帶的問題，因而可以忽略分布電容的影響。在高頻高壓變壓器中，由于匝數(shù)增多，特別是次級匝數(shù)增多，當變壓器工作頻率比較高和電壓變化率比較大時，必須考慮分布電容問題。另外高頻變壓器繞組通常不只一層，因此還存在層間電容。層間電容的大小不但與單層匝數(shù)以及層與層的絕緣距離有關，還與繞組工藝有關。高頻變壓器的分布電容對充電電流的工作狀態(tài)影響較大，當充電電電路負載變化大，且這種變化處在高頻高壓

44、下時，變壓器的分布電容是不能忽略的9，盡管該電容相對于負載電容非常小，但它以并聯(lián)的方式存在于電路之中，使諧振頻率隨著輸出電壓的升高（開關頻率的增大）而有所升高。由于開關的導通時間被固定，使得變換器非零電流關斷，影響整個充電電路的效率。 改變變壓器的繞組的繞法可解決這一問題，如增加層間距離和增加高壓側繞組層數(shù)，既可減少分布電容，又能使絕緣性變得很好，或采用增加幾次電感的即增加初級繞組匝數(shù)的方法。但這些措施容易增大漏感和體積，且不能完全消除分布電容的影響。所以在高頻高壓升壓變壓器中，為減少變壓器的體積和漏感，通常采用磁導率較高的鐵芯，如超微品合金材料，變壓器原邊匝數(shù)較少；為減少變壓器原、副邊耦合。

45、通常設有屏蔽繞組，從而可以忽略原邊分布電容及原、副邊分布電容的影響。另外，在選擇變壓器變比的時候，也要考慮到分布電容的影響10。隨著變比的升高，變壓器分布電容的值也會相應的增加。因此變壓器的變比不宜設得太高。同時也應考慮空載電流所帶來的影響。表3-1 分布電容與變壓器變比的關系 分布電容變壓器變比20pf40pf60pf80pfN=200.5A 1A 1.5A 2AN=402A 4A 6A 8AN=604A 9A13.5A18AN=808A16A24A32AN=10012.5A24A37.5A50A3.4.2分布電容對電磁干擾的影響高頻變壓器原副邊之間的分布電容對EMI有影響11。形式上，常見

46、的在副邊并連的Y電容應是串聯(lián)關系。接上Y電容后，初級到次級的高頻輸出阻抗就降低了，向次級傳送高頻能量的能力就減弱了，因為次級對初級相當于一個高阻抗負載。分布電容對傳導干擾有很大的影響。分布電容與Y電容是串聯(lián)關系，Y電容遠大于分布電容。噪聲源位于一次側開關管的信號熱端(漏極或集電極)，通過分布電容向二次側傳遞，由Y電容返回一次側的噪聲地，噪聲源在分布電容上的壓降遠大于在Y電容上的壓降，這是因為Y電容遠大于分布電容，因此Y電容越大，或分布電容越小，二次側得到的噪聲電壓就越低，噪聲就越不容易通過二次側向外擴散。如果研究共模噪聲，不能簡單地認為分布電容就是初次級的分布電容，如果初次級分布電容很大，但分

47、布電容之間電勢差不變，就不會傳遞噪聲，比如高頻變壓器內(nèi)部加屏蔽銅帶并將銅帶接到一次側的信號地后，初次級的分布電容就加大了許多，但傳遞噪聲的途徑卻被切斷了。對噪聲最有貢獻的分布電容是高頻變壓器初級線圈中與開關管的漏極或集電極相連的頭幾匝線圈與次級之間形成的分布電容。實際的電路器件并非理想，所以在實際中會出現(xiàn)一些小的波動，仿真圖形中會出現(xiàn)一些小毛刺。圖3-4：圖3-4非線性狀態(tài)下波形毛刺為了減少高頻變壓器的輻射干擾，制作變壓器的屏蔽層時，常采用的方法是在變壓器的線包和磁芯外表面包上一層薄薄的銅皮。為了能減小原副邊的分布電容，還可以在變壓器的初、次級繞組之間加一層靜電屏蔽。在實際應用中，通常在高頻變

48、壓器的原副邊繞組間加一金屬屏蔽銅箔，以降低高頻變壓器繞組間的有效分布電容，從而達到降低電磁干擾的目的。對于分布電容引起的截止管誤導通，可以采取設置負壓驅(qū)動和屏蔽隔離兩種辦法來解決。給變壓器增加屏蔽層會使驅(qū)動變壓器的設計變得復雜，但不用對電路進行修改，仍不失為一種實用有效的方法。3.5 本章小結 本章主要通過對理想高頻串聯(lián)諧振充電電路與實際的電路充電波形相對比，進而發(fā)現(xiàn)，研究得出分布電容對高頻諧振充電電路的嚴重影響，再通過理論、仿真驗證。再深入認識、了解高頻變壓器的分布電容對充電電路的影響及改進方法。結論結論經(jīng)過一個學期的學習和研究，我對串聯(lián)諧振充電電路的理論和設計方法有了更深刻的認識，結合作者在完成論文過程中所學到的知識及獲得的經(jīng)驗，可得到以下結論：1串聯(lián)諧振充電電路工作于恒流源狀態(tài)。綜合考慮充電效率、電路實現(xiàn)難易程度、體積等該電路是最適合電容器充電的。在基本電路的基礎上進行技術革新,提高充電穩(wěn)定度,能使其適應大范圍的重復頻率及儲能電容的容量變化。應用前景將十分廣泛是傳統(tǒng)充電電源