頻譜搬移4PPT課件

1、引言一、非線性電子線路的三大功能：功放、高頻振蕩（OSC）、頻率變換二、頻率變換電路：調(diào)制、解調(diào)、混頻和倍頻1.頻譜搬移電路：振幅調(diào)制與解調(diào)，混頻（AM、DM、 MIX）2.頻譜非線性變換電路：頻率調(diào)制與解調(diào)三、頻率變換的基本問題 已知輸入電壓V，求通過非線性器件某個頻率分量的電流。四、分析方法：解析法第1頁/共66頁v 4.1 頻譜搬移電路的組成模型一、定義：按要傳遞信息的變化規(guī)律改變高頻振蕩振幅 的過程。二、類型：按頻譜分：AM（調(diào)幅）、DSB（雙邊帶）、SSB（單邊 帶）、VSB（殘留邊帶）按輸出功率高低分：高電平、低電平三、調(diào)幅波的頻譜表達式：tt)coscosV(VV(t)tcosV

2、VtcosVVmcmmcmC按定義，調(diào)幅波：調(diào)制信號：載波信號：第2頁/共66頁第3頁/共66頁,VVtt)coscos(1VV(t)cmmcm調(diào)幅系數(shù)，mm波形圖見書171頁圖412：要使波形不失真，則m1頻譜分析討論：1.已調(diào)幅信號中含有三個頻率：2.頻譜寬度：3.矢量圖：以載頻w為參考的矢量，上下邊頻以相對于載頻 角頻率旋轉(zhuǎn)，合成矢量圖由時間t決定。4.抑制載波的雙邊帶調(diào)制DSB：載波不含我們要的信息，要傳送的信息全在邊頻中，所以慮除調(diào)幅波中的w載頻分量為DSB。)tcos(V21)tcos(V21tcosVV(t)cmcmcmmm和、2第4頁/共66頁上、下邊頻合成后在0點處載波可能會

3、有180度的相位突變。5.由于上、下兩個邊頻關(guān)于中心頻率對稱，故我們還可以發(fā)射單邊帶SSB。6.在時域特性上，如能實現(xiàn)兩個信號相乘，就能實現(xiàn)調(diào)制。7.在頻域特性上，是將邊帶頻譜搬移到w的兩邊。)cos()cos(21ttmVVcmDSB)cos(21)cos(21tmVVtmVVcmSSBcmSSB或四、調(diào)幅波的功率1.載波功率：RVPcmout221第5頁/共66頁2.上邊頻功率：3.雙邊帶功率：4.總功率：當Vcm一定時，m增加，P總增加，但Pout不變，所以PSSB增加。要使輸出不失真，m1。如果m下降，Pout等比例增加，取m為0.3時，Pout=0.955P總。但載波中不含我們要的信

4、息，我們要的信息在邊頻信號中。5.抑制載波信號的雙邊帶調(diào)幅DSB：克服簡單調(diào)幅能量的使用不合理現(xiàn)象，但調(diào)幅波接收簡單。outcmcmSSBPmRmVRVmP22241)(81)2(21outSSBDSBPmPP2212outoutDSBPmPPP）（總2211第6頁/共66頁五、實現(xiàn)模型1.AM調(diào)制的實現(xiàn)2.雙邊帶調(diào)制的實現(xiàn)3.單邊帶調(diào)制的實現(xiàn)濾波法：DSB調(diào)制濾波器實際上行不通，因為上、下邊頻之間間隔為2F=B，相對間隔B/fc太小，濾波器實現(xiàn)不了。解決方案：實用電路中，為便于濾波器的制作，通常不 直接在工作頻率上進行調(diào)制和濾波，而是提 高相對間隔，即使fC下降。相移法：抵消不需要的邊頻帶)

5、(cos)(1cos雙邊帶，調(diào)制調(diào)制信號：載波信號：tVVVAMmVVtVVmXXcmY第7頁/共66頁sinsincoscos21)cos(21sinsincoscos21)cos(21ttttmVVtmVVttttmVVtmVVcmSSBLcmSSBLcmSSBHcmSSBH下邊頻：上邊頻：移相法的優(yōu)點是省去了邊帶濾波器，但要把無用邊帶完全抑制掉，必須滿足下列兩個條件:(1)兩個調(diào)制器輸出的振幅應完全相同(2)移相網(wǎng)絡(luò)必須對載頻及調(diào)制信號均保證精確的2相移。第8頁/共66頁v 4.2 振幅調(diào)制電路 前章的集電極、基極調(diào)制電路是高電平調(diào)幅，電路簡單，無需提高功率；本節(jié)介紹的調(diào)制電路是低電平調(diào)

6、幅：強調(diào)調(diào)制線性問題。 常用的低電平調(diào)幅電路有：平衡調(diào)幅電路、乘積調(diào)幅（差分對調(diào)幅）和環(huán)形調(diào)幅。一、原理電路：T1，T2構(gòu)成差分對管，T3為之提供恒流源。二、分析：其中要求VY是正值，因為VY0，二極管導通，Vi對電容C充電;若Vd0，則二極管截止，電容C對R放電。第21頁/共66頁uCU1U2uiU3uCU4tUAUB0通斷斷通(a)(b)(c)t00 0tUouoiDUav1.加入等幅波時檢波器的工作過程：高頻信號正半周期，Vi向C充電， （rd很小，充電時間短）Crd高頻信號負半周期或ViVSm， VLmVTh大信號應用時，二極管D相當于開關(guān)。對于響應電流i來說：由VL單獨激勵時，)(c

7、os)()(110ttKVgtKVgtILLLmdLLd第50頁/共66頁+Vs-+Vl-本振信號開關(guān)工作原理igdgd*VlmVgdg(t)導通 截 止 相當于工作在乙類狀態(tài)大信號時,二極管工作在線性區(qū)第51頁/共66頁在VL激勵的前提下，VS激勵產(chǎn)生的電流 因為VLVS，我們認為g(t)與VS無關(guān)，僅由本振信號決定，即加上VS后，g(t)沒有變化，仍以VL的變化來決定D導通還是截止。所以 VL與VS同時作用時，電流：2.二極管雙平衡混頻器：電路圖書199頁VL正半周期，D2，D3導通：VL負半周期，D1，D4導通：SdSVtKgVtgti)()()(1)()()(10SLLdsVVtKgV

8、tgtIidLSRRViI22dLSRRViII22第52頁/共66頁D1D4D2 D3+Vl_+Vl_1*2:11:1*2+Vs_+Vs_二極管雙平衡混頻器第53頁/共66頁所以，流過RL上的總電流：)(22)()2(22211tKRRVtKTtKRRViiiLdLSLdLSIIIK2(wLt)雙向開關(guān)函數(shù)，將K2進行傅立葉分解：.3cos34cos42cos2ttRRtViLLdLsSm 最終得到了wL和wS這兩個頻率的乘積形式，其中中頻分量：），（SLIdLISmRRtViI2cos4信源上流過的電流：2222)()2(2211dLSidLSLdLSRRiVRRRVtKTtKRRViii

9、III所以等效負載電阻：第54頁/共66頁3.混頻損耗L恒大于1，L越大，混頻損耗越大。 如果把電路圖改畫成書201頁圖4217的形式，所以雙平衡混頻器又叫環(huán)形混頻器。LdBLPPLISlg10)(，率額定輸出中高頻信號功額定輸入高頻信號功率第55頁/共66頁 混頻電路中的非線性器件對于實現(xiàn)頻譜搬移這一功能是必不可少的部分。但是另一方面，其非線性特性不但會產(chǎn)生許多無用的組合頻率分量，給接收機帶來干擾，而且會使中頻分量的振幅受到干擾，這兩類干擾統(tǒng)稱為混頻干擾。它們都會使有用信號產(chǎn)生失真。由于以上兩個特點，混頻電路的干擾來源比其它非線性電路要多一些。分析這些干擾產(chǎn)生的具體原因，提出減小或避免干擾的

10、措施，是混頻電路討論中的一個關(guān)鍵問題。 混頻電路的輸入除了載頻為fS的已調(diào)波信號Vs和頻率為fL的本振信號VL之外，還可能有從天線進來的外來干擾信號。外來干擾信號包括其它發(fā)射機發(fā)出的已調(diào)波信號和各種噪聲。 第56頁/共66頁 假定有兩個外來干擾信號Vn1和Vn2，設(shè)其頻率分別為fn1和fn2。則晶體管輸出的所有組合頻率分量為： f=|pfLqfsrfn1sfn2|，p、 q、 r、 s=0, 1, 2, 在這些組合頻率分量中，只有p=q=1，r=s=0對應的頻率分量fI=fL-fs才是有用的中頻，其余均是無用分量。若其中某些無用組合頻率分量剛好位于中頻附近，能夠順利通過混頻器內(nèi)中心頻率為fI的

11、帶通濾波器，就可以經(jīng)中放、檢波后對有用解調(diào)信號進行干擾，產(chǎn)生失真。另外，由冪級數(shù)分析法可知，p、q、r、 s值越小所對應的組合頻率分量的振幅越大，相應的無用組合頻率分量產(chǎn)生的干擾就越大。 下面對混頻干擾的幾種不同形式和來源進行討論，最后給出了解決措施。第57頁/共66頁一、組合頻率的干擾 先不考慮外來干擾的影響。混頻器輸出的電流中組合頻率為：fpq=|pfLqfs|，則此組合頻率能產(chǎn)生干擾 例如，當fs=931 kHz，fL=1396 kHz，fI=465kHz時，對應于p=1，q=2的組合頻率分量為： |1396-2931|=466(kHz)=465(kHz)+1(kHz) 466kHz的無

12、用頻率分量在通過中放后，與中頻為465kHz的調(diào)幅信號一起進入檢波器中的非線性器件，會產(chǎn)生1kHz的差拍干擾，經(jīng)揚聲器輸出后，類似于哨聲，故稱這種干擾為干擾哨聲。分析產(chǎn)生的條件：只有當 時，才有干擾產(chǎn)生。SIfppqf1第58頁/共66頁清除（或減弱）干擾信號：1.選取合理的混頻電路及合適的工作狀態(tài)，盡可能減小組合頻率分量。2.合理選擇中頻，將最大干擾信號抑制到頻帶外面去，只有接收機頻帶內(nèi)信號，才可能產(chǎn)生干擾哨聲。只有p，q值較小時，干擾才明顯。二、寄生通道干擾 若外來干擾和本振產(chǎn)生的無用組合頻率分量滿足： |pfLrfn |=fI，p、 r=0、1、2、則也會產(chǎn)生干擾作用。通常將這類組合頻率

13、干擾稱為寄生通道干擾，其中中頻干擾和鏡頻干擾兩種寄生通道干擾由于對應的p、r值很小，故造成的影響很大，需要特別引起重視。第59頁/共66頁1.產(chǎn)生干擾條件： ，一般只研究p、q較小的情況。2.中頻干擾 當p=0且r=1時，fn=fI，即外來干擾頻率與中頻相同。例如中頻為465kHz，則同樣頻率的外來干擾即為中頻干擾的來源。3.鏡頻干擾 當p=r=1時， fn=fL+fI。因為fS=fL-fI, 所以fn與fS在頻率軸上對稱分列于fL的兩旁, 互為鏡像, 故稱fn為鏡像頻率(簡稱鏡頻)例如fI=465 kHz，fS=1MHz，則鏡頻為1930kHz。若外來干擾中含有1930kHz的鏡頻，就會產(chǎn)生

14、鏡頻干擾。)(1ILnfpfrf第60頁/共66頁4.抑制措施對中頻干擾：盡可能提高混頻前各級選擇性，減小三極管變頻特性中g(shù)0項。對鏡像干擾：提高混頻前各級選擇性，提高中頻頻率。三、交叉調(diào)制干擾與互相調(diào)制干擾1.交調(diào)干擾： 當混頻器的輸入端同時作用著有用信號VS和干擾信號Vn時，混頻器除了對某些特定頻率的干擾形成寄生通道干擾外，還會對任意頻率的干擾信號產(chǎn)生交叉調(diào)制失真。 這種失真是將干擾信號的包絡(luò)交叉地轉(zhuǎn)移到輸出中頻信號上去的一種非線性失真，故將它稱為交叉調(diào)制失真，簡稱交調(diào)失真。第61頁/共66頁交調(diào)的產(chǎn)生與干擾臺的頻率無關(guān)，抑制措施：提高混頻前端高頻放大電路選擇性。選用合適的器件和工作狀態(tài)，

15、使混頻器高次方項盡可能少。2.互調(diào)干擾： 若兩個外來干擾能夠進入混頻電路，并且和本振共同產(chǎn)生的組合頻率分量滿足： |fLrfn1sfn2|=fI 則也會產(chǎn)生干擾作用，通常稱為互相調(diào)制干擾(簡稱互調(diào)干擾)。其中r=1，s=2和r=2，s=1 兩個組合頻率分量影響最大，由于r+s=3，故稱為三階互調(diào)干擾。 例如若在接收fS=1.2MHz的調(diào)幅信號時，如果有兩個頻率分別為600KHz和900KHz的外來干擾也能通過選頻網(wǎng)絡(luò)進入混頻電路，就會產(chǎn)生三階互調(diào)干擾。第62頁/共66頁對于互調(diào)干擾，抑制措施同交調(diào)干擾一樣。本章小結(jié)：1.三種調(diào)幅方式（普通調(diào)幅、雙邊帶調(diào)幅和單邊帶調(diào)幅）對于相同調(diào)制信號產(chǎn)生的已調(diào)

16、波信號的時域波形不一樣，頻譜不一樣，帶寬不完全一樣，調(diào)制與解調(diào)的實現(xiàn)方式與難度不一樣，適用的通信系統(tǒng)也不一樣。 2.混頻雖然與調(diào)幅、檢波同屬于線性頻譜搬移過程，在工作原理上基本相同，但在參數(shù)和電路設(shè)計上須認真考慮混頻干擾的影響，采取措施盡量避免或減小混頻干擾的產(chǎn)生及引起的失真。3.從時域上看，兩信號相乘是實現(xiàn)線性頻譜搬移的最直接方法，所以模擬乘法器是進行調(diào)幅、檢波和混頻的最常用器件。具有相乘功能的雙差分電路也是最常見的。第63頁/共66頁4. 二極管峰值包絡(luò)檢波器由于電路簡單而被廣泛采用。 但要注意，它只適用于普通調(diào)幅信號的檢波，而且要正確選擇元器件的參數(shù)，以免產(chǎn)生惰性失真與底部切割失真。 5.同步檢波（乘積檢波）需要一個與發(fā)射端載頻同頻同相（或固定相位差）的同步信號。對于普通