低噪聲放大器設(shè)計(jì)

1、寧波大學(xué)碩士研究生 2012 / 2013 學(xué)年第 1 學(xué)期期末考試卷考試科目： 高級(jí)射頻電路 課程編號(hào)： 1435039 姓名： 李玲 學(xué)號(hào)： 1211082036 閱卷教師： 成績(jī)： 課程設(shè)計(jì)(大報(bào)告)：要求從下面題中任選一題。1、 試設(shè)計(jì)一個(gè)用于LTE-Advanced系統(tǒng)的高效率、大功率射頻功放，帶寬大于150MHz，最大功率輸出時(shí)帶內(nèi)功率起伏小于1分貝，增益不低于13分貝，最大效率不低于55%，輸出功率高于50W，中心頻率在800MHz、1900MHz、1950MHz、2140MHz、2550MHz和3500MHz中間任選一個(gè)。 要求給出詳細(xì)設(shè)計(jì)過(guò)程及仿真優(yōu)化結(jié)果，包括器件選擇、器件

2、特性仿真、輸入輸出阻抗的確定、輸入輸出匹配電路的設(shè)計(jì)及其仿真特性、功放電路的整體仿真特性及優(yōu)化結(jié)構(gòu)、成品率分析; 完成課程項(xiàng)目設(shè)計(jì)報(bào)告，要求報(bào)告長(zhǎng)度不得少于15頁(yè)；2、 試設(shè)計(jì)一個(gè)用于LTE-Advanced系統(tǒng)的低噪聲放大器，帶寬大于150MHz，最大功率輸出時(shí)帶內(nèi)功率起伏小于1分貝，增益不低于15分貝，噪聲系數(shù)小于0.8分貝，中心頻率在800MHz、1900MHz、1950MHz、2140MHz、2550MHz和3500MHz中間任選一個(gè)。 要求給出詳細(xì)設(shè)計(jì)過(guò)程及仿真優(yōu)化結(jié)果，包括器件選擇、器件特性仿真、輸入輸出阻抗的確定、輸入輸出匹配電路的設(shè)計(jì)及其仿真特性、放大器電路的整體仿真特性及優(yōu)化

3、結(jié)構(gòu)、成品率分析；完成課程項(xiàng)目設(shè)計(jì)報(bào)告，要求報(bào)告長(zhǎng)度不得少于15頁(yè)；射頻低噪聲放大器的ADS 設(shè)計(jì)1、摘要低噪聲微波放大器（LNA）已廣泛應(yīng)用于微波通信、GPS 接收機(jī)、遙感遙控、雷達(dá)、電子對(duì)抗、射電天文、大地測(cè)繪、電視及各種高精度的微波測(cè)量系統(tǒng)中，是必不可少的重要電路。低噪聲放大器位于射頻接收系統(tǒng)的前端，其主要功能是將來(lái)自天線的低電壓信號(hào)進(jìn)行小信號(hào)放大。前級(jí)放大器的噪聲系數(shù)對(duì)整個(gè)微波系統(tǒng)的噪聲影響最大，它的增益將決定對(duì)后級(jí)電路的噪聲抑制程度，它的線性度將對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的線性度和共模噪聲抑制比產(chǎn)生重要影響。對(duì)低噪聲放大器的基本要求是：噪聲系數(shù)低、足夠的功率增益、工作穩(wěn)定性好、足夠的帶寬和大的動(dòng)態(tài)范

4、圍。Advanced Design System(ADS)軟件是Agilent 公司在HPEESOF 系列EDA 軟件基礎(chǔ)上發(fā)展完善的大型綜合設(shè)計(jì)軟件，它功能強(qiáng)大，能夠提供各種射頻微波電路的仿真和優(yōu)化設(shè)計(jì)，廣泛應(yīng)用于通信、航天等領(lǐng)域，是射頻工程師的得力助手。2、低噪聲放大器的應(yīng)用低噪聲放大器是現(xiàn)代無(wú)限通信、雷達(dá)、電子對(duì)抗系統(tǒng)等應(yīng)用中一個(gè)非常重要的部分，常用于接收系統(tǒng)的前端，在放大信號(hào)的同時(shí)抑制噪聲干擾，提高系統(tǒng)的靈敏度。如果在接收系統(tǒng)的前端連接高性能的低噪聲放大器，在肥皂水放大器增益足夠大的情況下，就能抑制后級(jí)電路的噪聲，則整個(gè)接收機(jī)系統(tǒng)的噪聲系數(shù)主要取決于放大器的噪聲。如果低噪聲放大器的噪聲

5、系數(shù)降低，接收機(jī)系統(tǒng)的噪聲系數(shù)也會(huì)變小，信噪比得到改善，靈敏度大大提高。因此可見(jiàn)低噪聲放大器的性能制約了整個(gè)接收系統(tǒng)的性能，對(duì)于整個(gè)接收系統(tǒng)技術(shù)水平的提高，也起了決定性的作用。國(guó)際現(xiàn)狀:在國(guó)際衛(wèi)星通信中，低噪聲放大器的主要發(fā)展要求是改進(jìn)性能和降低成本。由于國(guó)際通信量年復(fù)一年地迅速增加，所以必須通過(guò)改進(jìn)低噪聲放大器的性能來(lái)滿(mǎn)足不斷增加的通信要求。以你此，要不懈地努力去展寬低噪聲放大器的寬度和降低其噪聲溫度。從經(jīng)濟(jì)觀點(diǎn)出發(fā)，衛(wèi)星通信整個(gè)系統(tǒng)的成本必須減到能與海底電纜系統(tǒng)相競(jìng)爭(zhēng)。降低低噪聲放大器的噪聲溫度是降低衛(wèi)星通信系統(tǒng)成本的一種有效的方法，因此地面站天線的直徑可以通過(guò)改善噪聲溫度性能而減少。國(guó)內(nèi)

6、現(xiàn)狀：在國(guó)內(nèi)衛(wèi)星通信中，重點(diǎn)放在低噪聲放大器的不用維修特性以及低噪聲和寬帶特性，因?yàn)樵谶@些系統(tǒng)中越來(lái)越廣泛地采用無(wú)人管理的工作方式，特別在電視接收地面站中更是如此。3、低噪聲放大器特點(diǎn)及指標(biāo)LNA 是射頻接收機(jī)前端的主要部分，它主要有四個(gè)特點(diǎn)。首先，它位于接收機(jī)的最前端，這就要求它的噪聲系數(shù)越小越好。為了抑制后面各級(jí)噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響，還要求有一定的增益，但為了不使后面的混頻器過(guò)載，產(chǎn)生非線性失真，它的增益又不宜過(guò)大。放大器在工作頻段內(nèi)應(yīng)該是穩(wěn)定的。其次，它所接受的信號(hào)是很微弱的，所以低噪聲放大器必定是一個(gè)小信號(hào)放大器。而且由于受傳輸路徑的影響，信號(hào)的強(qiáng)弱又是變化的，在接受信號(hào)的同時(shí)又可能伴隨許

7、多強(qiáng)干擾信號(hào)輸入，因此要求放大器有足夠的線型范圍，而且增益最好是可調(diào)節(jié)的。第三，低噪聲放大器一般通過(guò)傳輸線直接和天線或者天線濾波器相連，放大器的輸入端必須和他們很好的匹配，以達(dá)到功率最大傳輸或者最小的噪聲系數(shù)，并保證濾波器的性能。第四，應(yīng)具有一定的選頻功能，抑制帶外和鏡像頻率干擾。3.1 工作頻率與帶寬放大器所能允許的工作頻率與晶體管的特征頻率fT 有關(guān)，由晶體管小信號(hào)模型可知，減小偏置電流的結(jié)果是晶體管的特征頻率降低。在集成電路中，增大晶體管的面積使極間電容增加也降低了特性頻率。LNA 的帶寬不僅是指功率增益滿(mǎn)足平坦度要求的頻帶范圍，而且還要求全頻帶內(nèi)噪聲要滿(mǎn)足要求，并給出各頻點(diǎn)的噪聲系數(shù)。

8、動(dòng)態(tài)范圍的上限是受非線性指標(biāo)限制，有時(shí)候要求更加嚴(yán)格些，則定義為放大器非線性特性達(dá)到指定三階交調(diào)系數(shù)時(shí)的輸入功率值。3.2 噪聲系數(shù)放大器的噪聲系數(shù)NF定義如下：式中：NF為射頻/微波器件的噪聲系數(shù)；Sin,Nin分別為輸入端的信號(hào)功率和噪聲功率；Sout,Nout分別為輸出端的信號(hào)功率和噪聲功率。噪聲系數(shù)的物理含義是，信號(hào)通過(guò)放大器后，由于放大器產(chǎn)生噪聲，使信噪比變壞，信噪比下降的倍數(shù)就是噪聲系數(shù)。通常，噪聲系數(shù)就是用分貝數(shù)表示，此時(shí)對(duì)單級(jí)放大器而言，其噪聲系數(shù)的計(jì)算公式為：其中，NFmin為晶體管最小噪聲系數(shù)，由放大器的管子決定；opt、Rn和s分別為獲得NFmin時(shí)的最佳源反射系數(shù)、晶體

9、管等效噪聲電阻、晶體管輸入端的源反射系數(shù)。由此可見(jiàn)放大器的輸入匹配電路應(yīng)該按照噪聲最佳來(lái)進(jìn)行設(shè)計(jì)，也就是根據(jù)所選晶體管的opt 來(lái)進(jìn)行設(shè)計(jì)。設(shè)計(jì)輸出匹配電路時(shí)采用共軛匹配，以獲得放大器較高的功率增益和較好的輸出駐波比。對(duì)多級(jí)放大器而言，其噪聲系數(shù)的計(jì)算公式為：其中，NFmin為第n級(jí)放大器的噪聲系數(shù)；Gn為第n級(jí)放大器的增益。在某些噪聲系數(shù)要求非常高的系統(tǒng)，由于噪聲系數(shù)很小，用噪聲系數(shù)表示很不方便，常用噪聲溫度來(lái)表示：N=KTeB。式中，K：波爾茲曼常數(shù)；Te：有效溫度，單位為K；B：帶寬，單位為HZ。噪聲溫度與噪聲系數(shù)的換算關(guān)系為：NF=(dB)=10Lg(1+(KteB/KTOB)=10L

10、g(1+(Te/To)其中，Te為放大器的噪聲溫度；To=290K；NF為放大器的噪聲系數(shù)。3.3 放大器增益在微波設(shè)計(jì)中，增益通常被定義為傳輸給負(fù)載ZL的平均功率與信號(hào)源的最大資用功率之比：增益通常在阻性信號(hào)源和端接阻性負(fù)載的情況下定義，這就表明了信號(hào)源的資用功率都提供給了負(fù)載。放大器的資用功率經(jīng)輸出口適當(dāng)匹配提供給終端，并且增益的值通常是在固定的頻點(diǎn)上測(cè)得的，又由于大多數(shù)放大器的增益頻率曲線的不平坦性，因此還必須說(shuō)明增益的平坦性。根據(jù)線型網(wǎng)絡(luò)輸入、輸出端阻抗的匹配情況，有三種放大器增益： 工作功率增益GP(operating power gain) 、轉(zhuǎn)換功率增益GT(transducer

11、 power gain)、資用功率增益GA（available power gain）。低噪聲放大器的增益要適中，太大會(huì)使下級(jí)混頻器輸入太大，產(chǎn)生失真。但為了抑制后面各級(jí)的噪聲對(duì)系統(tǒng)的影響，其增益又不能太小。放大器的增益首先與管子跨導(dǎo)有關(guān)，跨導(dǎo)直接由工作點(diǎn)的電流決定。其次放大器的增益還與負(fù)載有關(guān)。低噪聲放大器大都是按照噪聲最佳匹配進(jìn)行設(shè)計(jì)的。噪聲最佳匹配點(diǎn)并非最大增益點(diǎn)，以此增益G 要下降。噪聲最佳匹配情況下的增益成為相關(guān)增益。通常，相關(guān)增益比最大增益大約低2-4dB。增益平坦度是指功率最大增益與最小增益之差，它用來(lái)描述工作頻帶內(nèi)功率增益的起伏, 常用最高增益與最小增益之差，即G(dB)表示。

12、3.4 放大器的穩(wěn)定性晶體管放大器電路原理框圖如圖3.1所示圖3.1 晶體管放大器電路原理框圖放大器必須滿(mǎn)足的首要條件之一是其在工作頻段內(nèi)的穩(wěn)定性。這一點(diǎn)對(duì)于射頻電路是非常重要的，因?yàn)樯漕l電路在某些工作頻率和終端條件下有產(chǎn)生振蕩的趨勢(shì)?？疾祀妷翰ㄑ貍鬏斁€的傳輸，可以理解這種振蕩現(xiàn)象。若傳輸線終端反射系數(shù)0>1，則反射電壓的幅度變大（正反饋）并導(dǎo)致不穩(wěn)定的現(xiàn)象。反之，若0>1，將導(dǎo)致反射電壓波的幅度變?。ㄘ?fù)反饋）。當(dāng)放大器的輸入和輸出端的反射系數(shù)的模都小于1,即in<1, out<1 時(shí)，不管源阻抗和負(fù)載阻抗如何，網(wǎng)絡(luò)都是穩(wěn)定的，稱(chēng)為絕對(duì)穩(wěn)定；當(dāng)輸入端或輸出端的反射系數(shù)的

13、模大于1時(shí)，網(wǎng)絡(luò)是不穩(wěn)定的，稱(chēng)為條件穩(wěn)定。對(duì)條件穩(wěn)定的放大器，其負(fù)載阻抗和源阻抗不能任意選擇，而是有一定的范圍，否則放大器不能穩(wěn)定工作。3.5 輸入阻抗匹配低噪聲放大器與其信號(hào)源的匹配是很重要的。放大器與源的匹配有兩種方式：一是以獲得噪聲系數(shù)最小為目的的噪聲匹配，二是以獲得最大功率傳輸和最小反射損耗為目的的共軛匹配。一般來(lái)說(shuō)，現(xiàn)在絕大多數(shù)的LNA 均采用后一種匹配方法，這樣可以避免不匹配而引起LNA 向天線的能量反射，同時(shí)，力求兩種匹配接近。3.6 端口駐波比和反射損耗低噪聲放大器主要指標(biāo)是噪聲系數(shù)，所以輸入匹配電路是按照噪聲最佳來(lái)設(shè)計(jì)的，其結(jié)果會(huì)偏離駐波比最佳的共扼匹配狀態(tài)，因此駐波比不會(huì)很

14、好。此外，由于微波場(chǎng)效應(yīng)晶體或雙極性晶體管，其增益特性大體上都是按每倍頻程以6dB 規(guī)律隨頻率升高而下降，為了獲得工作頻帶內(nèi)平坦增益特性，在輸入匹配電路和輸出匹配電路都是無(wú)耗電抗性電路情況下，只能采用低頻段失配的方法來(lái)壓低增益，以保持帶內(nèi)增益平坦，因此端口駐波比必然是隨著頻率降低而升高。4、低噪聲放大器設(shè)計(jì)仿真及優(yōu)化4.1 設(shè)計(jì)要求與目標(biāo) 試設(shè)計(jì)一個(gè)中心頻率在1950MHz用于LTE-Advanced系統(tǒng)的低噪聲放大器帶寬大于150MHz最大功率輸出時(shí)帶內(nèi)功率起伏小于1分貝增益不低于15分貝噪聲系數(shù)小于0.8分貝低噪聲放大器的設(shè)計(jì)大致步驟如下：下載并安裝晶體管的庫(kù)文件直流分析偏置電路的設(shè)計(jì)穩(wěn)定

15、性分析噪聲系數(shù)圓以及輸入匹配最大增益的輸出匹配匹配網(wǎng)絡(luò)的實(shí)現(xiàn)版圖的設(shè)計(jì)4.2 仿真設(shè)計(jì)在較高的頻段設(shè)計(jì)低噪聲放大器，通常選用場(chǎng)效應(yīng)管FET 和高電子遷移率晶體管（HEMT）。影響放大器噪聲系數(shù)的因素有很多，除了選用性能優(yōu)良的元器件外，電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是否合理也是非常重要的。放大器的噪聲系數(shù)和信號(hào)源的阻抗有關(guān)，放大器存在著最佳的信號(hào)源阻抗Zso。此時(shí)，放大器的噪聲系數(shù)應(yīng)該是最小的，所以放大器的輸入匹配電路應(yīng)該按照噪聲最佳來(lái)進(jìn)行設(shè)計(jì)，也就是根據(jù)所選晶體管的opt 來(lái)進(jìn)行設(shè)計(jì)。為了得到較高的功率增益和較好的輸出駐波比，輸出匹配電路則采用共扼匹配。輸入匹配電路在達(dá)到最佳噪聲時(shí)，放大器的輸入阻抗未必恰好與

16、信號(hào)源阻抗匹配，因而功率放大倍數(shù)不是最大。設(shè)計(jì)放大器時(shí)，首先考慮的是噪聲盡可能低，其次才考慮增益的問(wèn)題。因此，犧牲一點(diǎn)增益來(lái)?yè)Q取噪聲系數(shù)的降低是必要的，兩者之間應(yīng)該取一個(gè)合適的折中。綜合各方面考慮，本實(shí)例采用的是Avago公司（原Agilent公司半導(dǎo)體部）的高電子遷移率晶體管ATF54143芯片。4.2.1 直流分析設(shè)計(jì)低噪聲放大器的第一步是確定晶體管的直流工作點(diǎn)。ATF54143進(jìn)行直流掃描，它的直流特性圖如圖4-1所示。圖4-1 ATF54143直流特性圖結(jié)合ATF54143的數(shù)據(jù)手冊(cè)，確定晶體管的直流工作點(diǎn)設(shè)為Vds=3V,Ids=20mA4.2.2 偏置電路的設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)如下偏置電路，完

17、成后的偏置電路原理圖如圖4-2所示，使用Designer Guide中的Amplifier中的Transistor Bias Utility工具。圖4-2 偏置電路原理圖填入相應(yīng)的電流，生成的偏置子電路如圖4-3所示。圖4-3 偏置子電路從圖中可以看出，R2和R4的電阻值都不是常規(guī)標(biāo)稱(chēng)值，它們僅是理論計(jì)算的結(jié)果。后面會(huì)用相近的常規(guī)標(biāo)稱(chēng)值電阻代替。將偏置子電路添加到電路圖中，畫(huà)好的偏置電路如圖4-4所示。圖4-4 偏置電路原理圖4.2.3 穩(wěn)定性分析把偏置電路直接接上ATF54143芯片的管腳，添加穩(wěn)定性和增益控件。另外，放大器的直流和交流通路之間要添加射頻扼流電路，它實(shí)際上是一個(gè)無(wú)源低通電路，

18、使直流偏置信號(hào)（低頻信號(hào)）能傳輸?shù)骄w管引腳，而晶體管的射頻信號(hào)（頻率很高）不要進(jìn)入直流通路，實(shí)際中一般是一個(gè)電感，有時(shí)也會(huì)加一個(gè)旁路電容接地，在這里先用【DC_Feed】扼流電感代替。同時(shí)，直流偏置信號(hào)不能傳到兩端的Term，需要加隔直電容，這里先用【DC_Block】隔直電容代替。圖4-5為加入加入理想直流扼流和射頻扼流的原理圖。圖4-5 加入理想直流扼流和射頻扼流的原理圖點(diǎn)擊仿真圖標(biāo)進(jìn)行仿真，得仿真結(jié)果，仿真結(jié)果圖如圖4-6所示。圖4-6 最大增益和穩(wěn)定系數(shù)K的曲線從仿真結(jié)果圖可以看出,在1.95GHz時(shí),最大增益22.259dB,K=0.862,小于1。由晶體管放大器的理論知識(shí)可知，只

19、有K>1,放大器電路才會(huì)穩(wěn)定。為了使系統(tǒng)穩(wěn)定，最常用的方法就是添加負(fù)反饋，在ATF54143的兩個(gè)源級(jí)添加小電感，晶體管添加負(fù)反饋后的原理圖如圖4-7所示。圖4-7 晶體管添加負(fù)反饋后的原理圖最終優(yōu)化時(shí)變換為等效微帶線，并且把理想直流扼流和射頻扼流換成村田公司的電容模型和等效微帶線。添加負(fù)反饋和優(yōu)化后進(jìn)行仿真，仿真的最大增益為18.764，穩(wěn)定因子K=1.017，K>1,系統(tǒng)是穩(wěn)定的。但是整個(gè)電路在低頻部分增益比較高，實(shí)際電路中會(huì)導(dǎo)致自激振蕩，因此在電路中串聯(lián)或并聯(lián)小電阻。接下來(lái)將理想的DC_Feed元器件改成實(shí)際的器件，本實(shí)例選用MuRata的電容和電感。電源部分采用扼流LQG1

20、8和一個(gè)旁路電容GRM18，對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行阻隔和旁路。仿真結(jié)果如圖4-8所示圖4-8 加入MuRata后的仿真結(jié)果從上圖可以看出，電路在低頻部分已經(jīng)穩(wěn)定了。下面需要把晶體管源級(jí)的兩個(gè)電感換成微帶線的形式。實(shí)際電路中如果用分類(lèi)的實(shí)際電感，則分立器件本身和焊接等不確定寄生參數(shù)影響太大，所以這里用感性的微帶線來(lái)替代。（1） 通過(guò)給定電感值算出等效傳輸線的長(zhǎng)度，公式如下：（2） 選擇“Tlines-Microtrip”元器件庫(kù)中選擇“Msub”控件和微帶線用“MLSC”,添加到原理圖中，進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如圖所示。從圖中可以看出，穩(wěn)定性和最大增益都比較好，符合設(shè)計(jì)要求。仿真結(jié)果圖如圖4-9所示。圖4-

21、9 加入負(fù)反饋的仿真結(jié)果把晶體管兩端的“DC-block”理想元器件替換成真實(shí)器件，仍然用MuRata電容，兩個(gè)隔直電容都選用“GRM18”系列，電容值為22pF,添加負(fù)反饋和優(yōu)化后的最大增益為19.001，穩(wěn)定因子K=1.003，系統(tǒng)是穩(wěn)定的，全部換成真實(shí)器件后穩(wěn)定系數(shù)和增益依然很好。仿真結(jié)果如圖4-10所示圖4-10 仿真結(jié)果4.2.4 噪聲系數(shù)圓和輸入阻抗匹配設(shè)計(jì)輸入端采用最小噪聲匹配，利用ADS的S參數(shù)控件進(jìn)行仿真，得到噪聲參數(shù)曲線,如圖4-11所示。圖4-11 噪聲參數(shù)曲線從上圖可以看出，在1.95GHz的時(shí)候最小噪聲系數(shù)為0.622dB。接下來(lái)就要設(shè)計(jì)一個(gè)適當(dāng)?shù)钠ヅ渚W(wǎng)絡(luò)來(lái)實(shí)現(xiàn)最小噪

22、聲系數(shù)，利用ADS的相關(guān)控件可得到噪聲圓和增益圓，噪聲圓和增益圓如圖4-12所示。圖4-12 噪聲圓和增益圓由Smith圓圖可知， m5是LNA有最大增益時(shí)的輸入端阻抗，此時(shí)可獲得最大增益為18.86dB；m4為L(zhǎng)NA有最小噪聲系數(shù)時(shí)的輸入端阻抗,此時(shí)可獲得最小噪聲指數(shù)為0.62dB。但是這兩點(diǎn)并不重合，即設(shè)計(jì)時(shí)必須在增益和噪聲指數(shù)之間作一個(gè)權(quán)衡和綜合考慮。在該Smith圓圖中，考慮到噪聲系數(shù)已經(jīng)比較大，其他點(diǎn)處的噪聲都比較大，對(duì)于低噪聲放大器，尤其是第一級(jí)放大器，首先考慮的是最小噪聲，在m4處附近最大增益為17.867dB，增益達(dá)到要求，那么最優(yōu)的輸入端阻抗就定為m4的阻抗17.831-j*

23、12.558。為了達(dá)到最小噪聲系數(shù)，在晶體管的輸入端需要滿(mǎn)足最佳源反射系數(shù)的要求，而整個(gè)電路的輸入阻抗為Z0=50，所以需要輸入匹配網(wǎng)絡(luò)把變換到輸入阻抗為50。接下來(lái)就使用Smith圓圖匹配工具進(jìn)行輸入匹配，輸入端匹配“Smith Chart Utility”窗口如圖4-13所示。圖4-13 “Smith Chart Utility”窗口輸入端匹配子電路如圖4-14所示所示圖4-14 輸入端匹配子電路圖4-15為輸入端匹配電路的仿真結(jié)果圖，從該圖中可以看出，在CircleData圓里，m4點(diǎn)的阻抗正好匹配到50，此時(shí)在噪聲圓里面整個(gè)電路的噪聲系數(shù)nf(2)在1.95GHz處有最小值，且等于NF

24、min，說(shuō)明在這點(diǎn)上噪聲系數(shù)已經(jīng)達(dá)到最優(yōu)化。圖4-15 仿真結(jié)果4.2.4 輸出阻抗匹配設(shè)計(jì)利用ADS軟件的相應(yīng)控件可以得到輸出阻抗的曲線，如圖4-16所示。圖4-16 輸出阻抗曲線圖從上圖中可以看出，輸出阻抗為72.917-j*50.836(即S22)。為了達(dá)到最大增益，輸出匹配電路需要把50匹配到Zin2的共軛。仍然使用微帶線匹配，加了輸出阻抗的“Smith Chart Utility”窗口如圖4-17所示圖4-17 輸出阻抗的“Smith Chart Utility”窗口輸出端匹配子電路如圖4-18所示。圖4-18 輸出端匹配子電路4.2.5 整體原理圖輸入輸出端匹配后替換子電路的總體原

25、理圖如圖4-19所示。圖4-19 整個(gè)原理圖運(yùn)行仿真，整體電路的仿真結(jié)果如圖4-20所示，由圖4-20可知最大增益為17.169dB，穩(wěn)定性系數(shù)K=1.086，最小噪聲系數(shù)NFmin=0.756dB。由此可以看出最小噪聲系數(shù)比較大，所以進(jìn)行調(diào)節(jié)圖4-20 整體電路的仿真結(jié)果圖調(diào)節(jié)后的仿真結(jié)果圖如圖4-21所示，噪聲系數(shù)為0.614dB。圖4-21 調(diào)節(jié)后的噪聲系數(shù)仿真圖4.2.5 匹配網(wǎng)絡(luò)的實(shí)現(xiàn)前面用到的都是理想微帶線，其參數(shù)只有特性阻抗、電長(zhǎng)度和頻率，接下來(lái)需要把它轉(zhuǎn)換成實(shí)際的表明物理長(zhǎng)度的微帶線。利用LinCale工具計(jì)算出微帶線的物理長(zhǎng)度，所有微帶線的特征阻抗都是50把所有的理想微帶線全

26、換成實(shí)際物理長(zhǎng)度的微帶線，原理圖如圖4-22所示。圖4-22把所有的理想微帶線全換成實(shí)際物理長(zhǎng)度的微帶線的原理圖運(yùn)行仿真，優(yōu)化后的仿真結(jié)果如圖4-23所示。圖4-23仿真結(jié)果圖微帶線換成實(shí)際物理尺寸后，其物理尺寸的數(shù)值仍然可以通過(guò)Tuning來(lái)進(jìn)行微調(diào)。從上圖可以看出，在1.95GHZ處，增益為16.613dB，輸入/輸出反射系數(shù)均小于-15dB,且整個(gè)電路無(wú)條件穩(wěn)定。設(shè)計(jì)的要求中心頻率為1.95GHz，帶寬大于150MHz，最大功率輸出時(shí)帶內(nèi)功率起伏小于1分貝，所以對(duì)帶寬1.85GHz2.05GHz進(jìn)行掃描，掃描圖像如圖4-24所示。圖4-24 掃描結(jié)果圖圖4-24可知在1.85GHz2.0

27、5GHz這一頻段內(nèi)，最大功率輸出時(shí)帶內(nèi)功率起伏從大約16.7dB17.6dB小于1dB，符合設(shè)計(jì)的要求。4.2.5 成品率分析YIELD 分析能夠按照變量元件的離散分布分析出產(chǎn)品達(dá)到性能目標(biāo)的合格率，通常我們能夠給出我們所采用的器件的連續(xù)或離散變化特性，它們符合電子產(chǎn)品的分布特性正態(tài)分布、高斯分布或其他分布。YIELD 分析基于Monte Carlo 方法，需要建立一定數(shù)量的隨機(jī)試驗(yàn)。設(shè)計(jì)變量在容差范圍內(nèi)變化，隨機(jī)試驗(yàn)中符合設(shè)計(jì)目標(biāo)需要的試驗(yàn)次數(shù)（PASS NUMBER）和失敗的實(shí)驗(yàn)次數(shù)將會(huì)得到，從而估算出產(chǎn)品的試驗(yàn)合格率。首先給電路原理圖增加YIELD 仿真器及YIELD 參數(shù)，對(duì)放大器在所設(shè)定目標(biāo)下的合格率進(jìn)行分析。設(shè)置元件參量變化符合正態(tài)分布，±5，設(shè)定設(shè)計(jì)目標(biāo)YIELD SPEC ，這里取S 參數(shù)、噪聲系數(shù)和穩(wěn)定系數(shù)為設(shè)計(jì)目標(biāo)，YIELD 試驗(yàn)次數(shù)設(shè)置為250 次