低噪聲放大器設計

1、寧波大學碩士研究生 2012 / 2013 學年第 1 學期期末考試卷考試科目： 高級射頻電路 課程編號： 1435039 姓名： 李玲 學號： 1211082036 閱卷教師： 成績： 課程設計(大報告)：要求從下面題中任選一題。1、 試設計一個用于LTE-Advanced系統(tǒng)的高效率、大功率射頻功放，帶寬大于150MHz，最大功率輸出時帶內(nèi)功率起伏小于1分貝，增益不低于13分貝，最大效率不低于55%，輸出功率高于50W，中心頻率在800MHz、1900MHz、1950MHz、2140MHz、2550MHz和3500MHz中間任選一個。 要求給出詳細設計過程及仿真優(yōu)化結(jié)果，包括器件選擇、器件

2、特性仿真、輸入輸出阻抗的確定、輸入輸出匹配電路的設計及其仿真特性、功放電路的整體仿真特性及優(yōu)化結(jié)構(gòu)、成品率分析; 完成課程項目設計報告，要求報告長度不得少于15頁；2、 試設計一個用于LTE-Advanced系統(tǒng)的低噪聲放大器，帶寬大于150MHz，最大功率輸出時帶內(nèi)功率起伏小于1分貝，增益不低于15分貝，噪聲系數(shù)小于0.8分貝，中心頻率在800MHz、1900MHz、1950MHz、2140MHz、2550MHz和3500MHz中間任選一個。 要求給出詳細設計過程及仿真優(yōu)化結(jié)果，包括器件選擇、器件特性仿真、輸入輸出阻抗的確定、輸入輸出匹配電路的設計及其仿真特性、放大器電路的整體仿真特性及優(yōu)化

3、結(jié)構(gòu)、成品率分析；完成課程項目設計報告，要求報告長度不得少于15頁；射頻低噪聲放大器的ADS 設計1、摘要低噪聲微波放大器（LNA）已廣泛應用于微波通信、GPS 接收機、遙感遙控、雷達、電子對抗、射電天文、大地測繪、電視及各種高精度的微波測量系統(tǒng)中，是必不可少的重要電路。低噪聲放大器位于射頻接收系統(tǒng)的前端，其主要功能是將來自天線的低電壓信號進行小信號放大。前級放大器的噪聲系數(shù)對整個微波系統(tǒng)的噪聲影響最大，它的增益將決定對后級電路的噪聲抑制程度，它的線性度將對整個系統(tǒng)的線性度和共模噪聲抑制比產(chǎn)生重要影響。對低噪聲放大器的基本要求是：噪聲系數(shù)低、足夠的功率增益、工作穩(wěn)定性好、足夠的帶寬和大的動態(tài)范

4、圍。Advanced Design System(ADS)軟件是Agilent 公司在HPEESOF 系列EDA 軟件基礎上發(fā)展完善的大型綜合設計軟件，它功能強大，能夠提供各種射頻微波電路的仿真和優(yōu)化設計，廣泛應用于通信、航天等領域，是射頻工程師的得力助手。2、低噪聲放大器的應用低噪聲放大器是現(xiàn)代無限通信、雷達、電子對抗系統(tǒng)等應用中一個非常重要的部分，常用于接收系統(tǒng)的前端，在放大信號的同時抑制噪聲干擾，提高系統(tǒng)的靈敏度。如果在接收系統(tǒng)的前端連接高性能的低噪聲放大器，在肥皂水放大器增益足夠大的情況下，就能抑制后級電路的噪聲，則整個接收機系統(tǒng)的噪聲系數(shù)主要取決于放大器的噪聲。如果低噪聲放大器的噪聲

5、系數(shù)降低，接收機系統(tǒng)的噪聲系數(shù)也會變小，信噪比得到改善，靈敏度大大提高。因此可見低噪聲放大器的性能制約了整個接收系統(tǒng)的性能，對于整個接收系統(tǒng)技術水平的提高，也起了決定性的作用。國際現(xiàn)狀:在國際衛(wèi)星通信中，低噪聲放大器的主要發(fā)展要求是改進性能和降低成本。由于國際通信量年復一年地迅速增加，所以必須通過改進低噪聲放大器的性能來滿足不斷增加的通信要求。以你此，要不懈地努力去展寬低噪聲放大器的寬度和降低其噪聲溫度。從經(jīng)濟觀點出發(fā)，衛(wèi)星通信整個系統(tǒng)的成本必須減到能與海底電纜系統(tǒng)相競爭。降低低噪聲放大器的噪聲溫度是降低衛(wèi)星通信系統(tǒng)成本的一種有效的方法，因此地面站天線的直徑可以通過改善噪聲溫度性能而減少。國內(nèi)

6、現(xiàn)狀：在國內(nèi)衛(wèi)星通信中，重點放在低噪聲放大器的不用維修特性以及低噪聲和寬帶特性，因為在這些系統(tǒng)中越來越廣泛地采用無人管理的工作方式，特別在電視接收地面站中更是如此。3、低噪聲放大器特點及指標LNA 是射頻接收機前端的主要部分，它主要有四個特點。首先，它位于接收機的最前端，這就要求它的噪聲系數(shù)越小越好。為了抑制后面各級噪聲對系統(tǒng)的影響，還要求有一定的增益，但為了不使后面的混頻器過載，產(chǎn)生非線性失真，它的增益又不宜過大。放大器在工作頻段內(nèi)應該是穩(wěn)定的。其次，它所接受的信號是很微弱的，所以低噪聲放大器必定是一個小信號放大器。而且由于受傳輸路徑的影響，信號的強弱又是變化的，在接受信號的同時又可能伴隨許

7、多強干擾信號輸入，因此要求放大器有足夠的線型范圍，而且增益最好是可調(diào)節(jié)的。第三，低噪聲放大器一般通過傳輸線直接和天線或者天線濾波器相連，放大器的輸入端必須和他們很好的匹配，以達到功率最大傳輸或者最小的噪聲系數(shù)，并保證濾波器的性能。第四，應具有一定的選頻功能，抑制帶外和鏡像頻率干擾。3.1 工作頻率與帶寬放大器所能允許的工作頻率與晶體管的特征頻率fT 有關，由晶體管小信號模型可知，減小偏置電流的結(jié)果是晶體管的特征頻率降低。在集成電路中，增大晶體管的面積使極間電容增加也降低了特性頻率。LNA 的帶寬不僅是指功率增益滿足平坦度要求的頻帶范圍，而且還要求全頻帶內(nèi)噪聲要滿足要求，并給出各頻點的噪聲系數(shù)。

8、動態(tài)范圍的上限是受非線性指標限制，有時候要求更加嚴格些，則定義為放大器非線性特性達到指定三階交調(diào)系數(shù)時的輸入功率值。3.2 噪聲系數(shù)放大器的噪聲系數(shù)NF定義如下：式中：NF為射頻/微波器件的噪聲系數(shù)；Sin,Nin分別為輸入端的信號功率和噪聲功率；Sout,Nout分別為輸出端的信號功率和噪聲功率。噪聲系數(shù)的物理含義是，信號通過放大器后，由于放大器產(chǎn)生噪聲，使信噪比變壞，信噪比下降的倍數(shù)就是噪聲系數(shù)。通常，噪聲系數(shù)就是用分貝數(shù)表示，此時對單級放大器而言，其噪聲系數(shù)的計算公式為：其中，NFmin為晶體管最小噪聲系數(shù)，由放大器的管子決定；opt、Rn和s分別為獲得NFmin時的最佳源反射系數(shù)、晶體

9、管等效噪聲電阻、晶體管輸入端的源反射系數(shù)。由此可見放大器的輸入匹配電路應該按照噪聲最佳來進行設計，也就是根據(jù)所選晶體管的opt 來進行設計。設計輸出匹配電路時采用共軛匹配，以獲得放大器較高的功率增益和較好的輸出駐波比。對多級放大器而言，其噪聲系數(shù)的計算公式為：其中，NFmin為第n級放大器的噪聲系數(shù)；Gn為第n級放大器的增益。在某些噪聲系數(shù)要求非常高的系統(tǒng)，由于噪聲系數(shù)很小，用噪聲系數(shù)表示很不方便，常用噪聲溫度來表示：N=KTeB。式中，K：波爾茲曼常數(shù)；Te：有效溫度，單位為K；B：帶寬，單位為HZ。噪聲溫度與噪聲系數(shù)的換算關系為：NF=(dB)=10Lg(1+(KteB/KTOB)=10L

10、g(1+(Te/To)其中，Te為放大器的噪聲溫度；To=290K；NF為放大器的噪聲系數(shù)。3.3 放大器增益在微波設計中，增益通常被定義為傳輸給負載ZL的平均功率與信號源的最大資用功率之比：增益通常在阻性信號源和端接阻性負載的情況下定義，這就表明了信號源的資用功率都提供給了負載。放大器的資用功率經(jīng)輸出口適當匹配提供給終端，并且增益的值通常是在固定的頻點上測得的，又由于大多數(shù)放大器的增益頻率曲線的不平坦性，因此還必須說明增益的平坦性。根據(jù)線型網(wǎng)絡輸入、輸出端阻抗的匹配情況，有三種放大器增益： 工作功率增益GP(operating power gain) 、轉(zhuǎn)換功率增益GT(transducer

11、 power gain)、資用功率增益GA（available power gain）。低噪聲放大器的增益要適中，太大會使下級混頻器輸入太大，產(chǎn)生失真。但為了抑制后面各級的噪聲對系統(tǒng)的影響，其增益又不能太小。放大器的增益首先與管子跨導有關，跨導直接由工作點的電流決定。其次放大器的增益還與負載有關。低噪聲放大器大都是按照噪聲最佳匹配進行設計的。噪聲最佳匹配點并非最大增益點，以此增益G 要下降。噪聲最佳匹配情況下的增益成為相關增益。通常，相關增益比最大增益大約低2-4dB。增益平坦度是指功率最大增益與最小增益之差，它用來描述工作頻帶內(nèi)功率增益的起伏, 常用最高增益與最小增益之差，即G(dB)表示。

12、3.4 放大器的穩(wěn)定性晶體管放大器電路原理框圖如圖3.1所示圖3.1 晶體管放大器電路原理框圖放大器必須滿足的首要條件之一是其在工作頻段內(nèi)的穩(wěn)定性。這一點對于射頻電路是非常重要的，因為射頻電路在某些工作頻率和終端條件下有產(chǎn)生振蕩的趨勢?？疾祀妷翰ㄑ貍鬏斁€的傳輸，可以理解這種振蕩現(xiàn)象。若傳輸線終端反射系數(shù)0>1，則反射電壓的幅度變大（正反饋）并導致不穩(wěn)定的現(xiàn)象。反之，若0>1，將導致反射電壓波的幅度變?。ㄘ摲答仯?。當放大器的輸入和輸出端的反射系數(shù)的模都小于1,即in<1, out<1 時，不管源阻抗和負載阻抗如何，網(wǎng)絡都是穩(wěn)定的，稱為絕對穩(wěn)定；當輸入端或輸出端的反射系數(shù)的

13、模大于1時，網(wǎng)絡是不穩(wěn)定的，稱為條件穩(wěn)定。對條件穩(wěn)定的放大器，其負載阻抗和源阻抗不能任意選擇，而是有一定的范圍，否則放大器不能穩(wěn)定工作。3.5 輸入阻抗匹配低噪聲放大器與其信號源的匹配是很重要的。放大器與源的匹配有兩種方式：一是以獲得噪聲系數(shù)最小為目的的噪聲匹配，二是以獲得最大功率傳輸和最小反射損耗為目的的共軛匹配。一般來說，現(xiàn)在絕大多數(shù)的LNA 均采用后一種匹配方法，這樣可以避免不匹配而引起LNA 向天線的能量反射，同時，力求兩種匹配接近。3.6 端口駐波比和反射損耗低噪聲放大器主要指標是噪聲系數(shù)，所以輸入匹配電路是按照噪聲最佳來設計的，其結(jié)果會偏離駐波比最佳的共扼匹配狀態(tài)，因此駐波比不會很

14、好。此外，由于微波場效應晶體或雙極性晶體管，其增益特性大體上都是按每倍頻程以6dB 規(guī)律隨頻率升高而下降，為了獲得工作頻帶內(nèi)平坦增益特性，在輸入匹配電路和輸出匹配電路都是無耗電抗性電路情況下，只能采用低頻段失配的方法來壓低增益，以保持帶內(nèi)增益平坦，因此端口駐波比必然是隨著頻率降低而升高。4、低噪聲放大器設計仿真及優(yōu)化4.1 設計要求與目標 試設計一個中心頻率在1950MHz用于LTE-Advanced系統(tǒng)的低噪聲放大器帶寬大于150MHz最大功率輸出時帶內(nèi)功率起伏小于1分貝增益不低于15分貝噪聲系數(shù)小于0.8分貝低噪聲放大器的設計大致步驟如下：下載并安裝晶體管的庫文件直流分析偏置電路的設計穩(wěn)定

15、性分析噪聲系數(shù)圓以及輸入匹配最大增益的輸出匹配匹配網(wǎng)絡的實現(xiàn)版圖的設計4.2 仿真設計在較高的頻段設計低噪聲放大器，通常選用場效應管FET 和高電子遷移率晶體管（HEMT）。影響放大器噪聲系數(shù)的因素有很多，除了選用性能優(yōu)良的元器件外，電路的拓撲結(jié)構(gòu)是否合理也是非常重要的。放大器的噪聲系數(shù)和信號源的阻抗有關，放大器存在著最佳的信號源阻抗Zso。此時，放大器的噪聲系數(shù)應該是最小的，所以放大器的輸入匹配電路應該按照噪聲最佳來進行設計，也就是根據(jù)所選晶體管的opt 來進行設計。為了得到較高的功率增益和較好的輸出駐波比，輸出匹配電路則采用共扼匹配。輸入匹配電路在達到最佳噪聲時，放大器的輸入阻抗未必恰好與

16、信號源阻抗匹配，因而功率放大倍數(shù)不是最大。設計放大器時，首先考慮的是噪聲盡可能低，其次才考慮增益的問題。因此，犧牲一點增益來換取噪聲系數(shù)的降低是必要的，兩者之間應該取一個合適的折中。綜合各方面考慮，本實例采用的是Avago公司（原Agilent公司半導體部）的高電子遷移率晶體管ATF54143芯片。4.2.1 直流分析設計低噪聲放大器的第一步是確定晶體管的直流工作點。ATF54143進行直流掃描，它的直流特性圖如圖4-1所示。圖4-1 ATF54143直流特性圖結(jié)合ATF54143的數(shù)據(jù)手冊，確定晶體管的直流工作點設為Vds=3V,Ids=20mA4.2.2 偏置電路的設計設計如下偏置電路，完

17、成后的偏置電路原理圖如圖4-2所示，使用Designer Guide中的Amplifier中的Transistor Bias Utility工具。圖4-2 偏置電路原理圖填入相應的電流，生成的偏置子電路如圖4-3所示。圖4-3 偏置子電路從圖中可以看出，R2和R4的電阻值都不是常規(guī)標稱值，它們僅是理論計算的結(jié)果。后面會用相近的常規(guī)標稱值電阻代替。將偏置子電路添加到電路圖中，畫好的偏置電路如圖4-4所示。圖4-4 偏置電路原理圖4.2.3 穩(wěn)定性分析把偏置電路直接接上ATF54143芯片的管腳，添加穩(wěn)定性和增益控件。另外，放大器的直流和交流通路之間要添加射頻扼流電路，它實際上是一個無源低通電路，

18、使直流偏置信號（低頻信號）能傳輸?shù)骄w管引腳，而晶體管的射頻信號（頻率很高）不要進入直流通路，實際中一般是一個電感，有時也會加一個旁路電容接地，在這里先用【DC_Feed】扼流電感代替。同時，直流偏置信號不能傳到兩端的Term，需要加隔直電容，這里先用【DC_Block】隔直電容代替。圖4-5為加入加入理想直流扼流和射頻扼流的原理圖。圖4-5 加入理想直流扼流和射頻扼流的原理圖點擊仿真圖標進行仿真，得仿真結(jié)果，仿真結(jié)果圖如圖4-6所示。圖4-6 最大增益和穩(wěn)定系數(shù)K的曲線從仿真結(jié)果圖可以看出,在1.95GHz時,最大增益22.259dB,K=0.862,小于1。由晶體管放大器的理論知識可知，只

19、有K>1,放大器電路才會穩(wěn)定。為了使系統(tǒng)穩(wěn)定，最常用的方法就是添加負反饋，在ATF54143的兩個源級添加小電感，晶體管添加負反饋后的原理圖如圖4-7所示。圖4-7 晶體管添加負反饋后的原理圖最終優(yōu)化時變換為等效微帶線，并且把理想直流扼流和射頻扼流換成村田公司的電容模型和等效微帶線。添加負反饋和優(yōu)化后進行仿真，仿真的最大增益為18.764，穩(wěn)定因子K=1.017，K>1,系統(tǒng)是穩(wěn)定的。但是整個電路在低頻部分增益比較高，實際電路中會導致自激振蕩，因此在電路中串聯(lián)或并聯(lián)小電阻。接下來將理想的DC_Feed元器件改成實際的器件，本實例選用MuRata的電容和電感。電源部分采用扼流LQG1

20、8和一個旁路電容GRM18，對射頻信號進行阻隔和旁路。仿真結(jié)果如圖4-8所示圖4-8 加入MuRata后的仿真結(jié)果從上圖可以看出，電路在低頻部分已經(jīng)穩(wěn)定了。下面需要把晶體管源級的兩個電感換成微帶線的形式。實際電路中如果用分類的實際電感，則分立器件本身和焊接等不確定寄生參數(shù)影響太大，所以這里用感性的微帶線來替代。（1） 通過給定電感值算出等效傳輸線的長度，公式如下：（2） 選擇“Tlines-Microtrip”元器件庫中選擇“Msub”控件和微帶線用“MLSC”,添加到原理圖中，進行仿真，仿真結(jié)果如圖所示。從圖中可以看出，穩(wěn)定性和最大增益都比較好，符合設計要求。仿真結(jié)果圖如圖4-9所示。圖4-

21、9 加入負反饋的仿真結(jié)果把晶體管兩端的“DC-block”理想元器件替換成真實器件，仍然用MuRata電容，兩個隔直電容都選用“GRM18”系列，電容值為22pF,添加負反饋和優(yōu)化后的最大增益為19.001，穩(wěn)定因子K=1.003，系統(tǒng)是穩(wěn)定的，全部換成真實器件后穩(wěn)定系數(shù)和增益依然很好。仿真結(jié)果如圖4-10所示圖4-10 仿真結(jié)果4.2.4 噪聲系數(shù)圓和輸入阻抗匹配設計輸入端采用最小噪聲匹配，利用ADS的S參數(shù)控件進行仿真，得到噪聲參數(shù)曲線,如圖4-11所示。圖4-11 噪聲參數(shù)曲線從上圖可以看出，在1.95GHz的時候最小噪聲系數(shù)為0.622dB。接下來就要設計一個適當?shù)钠ヅ渚W(wǎng)絡來實現(xiàn)最小噪

22、聲系數(shù)，利用ADS的相關控件可得到噪聲圓和增益圓，噪聲圓和增益圓如圖4-12所示。圖4-12 噪聲圓和增益圓由Smith圓圖可知， m5是LNA有最大增益時的輸入端阻抗，此時可獲得最大增益為18.86dB；m4為LNA有最小噪聲系數(shù)時的輸入端阻抗,此時可獲得最小噪聲指數(shù)為0.62dB。但是這兩點并不重合，即設計時必須在增益和噪聲指數(shù)之間作一個權衡和綜合考慮。在該Smith圓圖中，考慮到噪聲系數(shù)已經(jīng)比較大，其他點處的噪聲都比較大，對于低噪聲放大器，尤其是第一級放大器，首先考慮的是最小噪聲，在m4處附近最大增益為17.867dB，增益達到要求，那么最優(yōu)的輸入端阻抗就定為m4的阻抗17.831-j*

23、12.558。為了達到最小噪聲系數(shù)，在晶體管的輸入端需要滿足最佳源反射系數(shù)的要求，而整個電路的輸入阻抗為Z0=50，所以需要輸入匹配網(wǎng)絡把變換到輸入阻抗為50。接下來就使用Smith圓圖匹配工具進行輸入匹配，輸入端匹配“Smith Chart Utility”窗口如圖4-13所示。圖4-13 “Smith Chart Utility”窗口輸入端匹配子電路如圖4-14所示所示圖4-14 輸入端匹配子電路圖4-15為輸入端匹配電路的仿真結(jié)果圖，從該圖中可以看出，在CircleData圓里，m4點的阻抗正好匹配到50，此時在噪聲圓里面整個電路的噪聲系數(shù)nf(2)在1.95GHz處有最小值，且等于NF

24、min，說明在這點上噪聲系數(shù)已經(jīng)達到最優(yōu)化。圖4-15 仿真結(jié)果4.2.4 輸出阻抗匹配設計利用ADS軟件的相應控件可以得到輸出阻抗的曲線，如圖4-16所示。圖4-16 輸出阻抗曲線圖從上圖中可以看出，輸出阻抗為72.917-j*50.836(即S22)。為了達到最大增益，輸出匹配電路需要把50匹配到Zin2的共軛。仍然使用微帶線匹配，加了輸出阻抗的“Smith Chart Utility”窗口如圖4-17所示圖4-17 輸出阻抗的“Smith Chart Utility”窗口輸出端匹配子電路如圖4-18所示。圖4-18 輸出端匹配子電路4.2.5 整體原理圖輸入輸出端匹配后替換子電路的總體原

25、理圖如圖4-19所示。圖4-19 整個原理圖運行仿真，整體電路的仿真結(jié)果如圖4-20所示，由圖4-20可知最大增益為17.169dB，穩(wěn)定性系數(shù)K=1.086，最小噪聲系數(shù)NFmin=0.756dB。由此可以看出最小噪聲系數(shù)比較大，所以進行調(diào)節(jié)圖4-20 整體電路的仿真結(jié)果圖調(diào)節(jié)后的仿真結(jié)果圖如圖4-21所示，噪聲系數(shù)為0.614dB。圖4-21 調(diào)節(jié)后的噪聲系數(shù)仿真圖4.2.5 匹配網(wǎng)絡的實現(xiàn)前面用到的都是理想微帶線，其參數(shù)只有特性阻抗、電長度和頻率，接下來需要把它轉(zhuǎn)換成實際的表明物理長度的微帶線。利用LinCale工具計算出微帶線的物理長度，所有微帶線的特征阻抗都是50把所有的理想微帶線全

26、換成實際物理長度的微帶線，原理圖如圖4-22所示。圖4-22把所有的理想微帶線全換成實際物理長度的微帶線的原理圖運行仿真，優(yōu)化后的仿真結(jié)果如圖4-23所示。圖4-23仿真結(jié)果圖微帶線換成實際物理尺寸后，其物理尺寸的數(shù)值仍然可以通過Tuning來進行微調(diào)。從上圖可以看出，在1.95GHZ處，增益為16.613dB，輸入/輸出反射系數(shù)均小于-15dB,且整個電路無條件穩(wěn)定。設計的要求中心頻率為1.95GHz，帶寬大于150MHz，最大功率輸出時帶內(nèi)功率起伏小于1分貝，所以對帶寬1.85GHz2.05GHz進行掃描，掃描圖像如圖4-24所示。圖4-24 掃描結(jié)果圖圖4-24可知在1.85GHz2.0

27、5GHz這一頻段內(nèi)，最大功率輸出時帶內(nèi)功率起伏從大約16.7dB17.6dB小于1dB，符合設計的要求。4.2.5 成品率分析YIELD 分析能夠按照變量元件的離散分布分析出產(chǎn)品達到性能目標的合格率，通常我們能夠給出我們所采用的器件的連續(xù)或離散變化特性，它們符合電子產(chǎn)品的分布特性正態(tài)分布、高斯分布或其他分布。YIELD 分析基于Monte Carlo 方法，需要建立一定數(shù)量的隨機試驗。設計變量在容差范圍內(nèi)變化，隨機試驗中符合設計目標需要的試驗次數(shù)（PASS NUMBER）和失敗的實驗次數(shù)將會得到，從而估算出產(chǎn)品的試驗合格率。首先給電路原理圖增加YIELD 仿真器及YIELD 參數(shù)，對放大器在所設定目標下的合格率進行分析。設置元件參量變化符合正態(tài)分布，±5，設定設計目標YIELD SPEC ，這里取S 參數(shù)、噪聲系數(shù)和穩(wěn)定系數(shù)為設計目標，YIELD 試驗次數(shù)設置為250 次