ABABD類音頻功率放大器

1、D 類音頻功率放大器 <Class D Audio Power Amplifier）近二十年來電子學(xué)課本上所討論的放大器偏壓(Bias>分類不外乎 A 類、 B類、 C 類等放大電路，而討論音頻功率放大器僅強(qiáng)調(diào)A 類、 B 類、 AB 類而卻把D 類放大器給忘掉了，事實上D 類放大器早在 1958年已被提出 (注一 >，甚至還有 E 類、 F 類、 G 類、 H 類及 S 類等 (注二 >，只是這些類型的電路與 D 類很接近，運用機(jī)會低， 所以也就很少被提及。音頻功率放大器最大目的在提供喇叭得到最大功率輸出，而衛(wèi)衍生與電源所供給功率不對等的關(guān)系，即所謂功率放大器的效率

2、(輸出功率與輸入功率之比 >如表一所示 :偏壓分類A 類AB 類B 類D 類理想效率25%介于 A與 B類之間78.5%100%表一 各類功率放大器的效率比較隨著輕、薄、短、小手持電子裝置的發(fā)展，諸如手機(jī)、MP3、PDA、IPOD及 LCD TV 數(shù)位家庭等，尋求一個省電的高效率音頻功率放大器是必然的。因此最近幾年音頻功率放大器由 AB 類功率放大器轉(zhuǎn)以 D 類功率放大器為主流。如圖 1 所示 (注三 >，在實際應(yīng)用上 D 類放大效率可達(dá) 90%以上遠(yuǎn)超過效率50%的 AB 類放大。所以 D 類放大的晶體管散熱可大大的縮小，很適合應(yīng)用于小型化的電子產(chǎn)品。圖1D 類及AB 類效率比較

3、A 類放大器 ( 又稱甲類放大器 >的特點是不論是否輸入信號，其輸出電路恒有電流流通，而且這種放大器通常是在特性曲線的線性范圍內(nèi)操作，如圖2 所示，以求放大后的信號不失真。所以它的優(yōu)點，是失真度小，信號越小傳真度越高，最大的缺點是“功率效益” <Power Efficiency ）低，最大只有 25%，不輸入信號時絲毫不降低消耗功率，極不適合做功率放大。但因其高傳真度，部分高級音響器材仍采用A 類放大器。圖 1圖 2(a>、(b>皆屬 A 類放大器，設(shè)計時讓 V CE =1/2V CC，以求最大不失真范圍。注意到 V i 不輸入時仍有 0.5VCC/R L 的電流流過晶

4、體管，所以晶體管需要良好的散熱環(huán)境。因為“共集極”組態(tài) <圖 2(a> Common Collector 組態(tài)又稱“射極跟隨器”）轉(zhuǎn)移特性曲線較“共射極”組態(tài) <圖 2(b> Common Emitter 組態(tài)）有較佳的線性度 <亦即失真較低）及較低的輸出組抗，因此，同屬于A 類放大器，射級隨耦器卻較常被當(dāng)成輸出級使用<“共射級”組態(tài)較常被當(dāng)成“驅(qū)動級”使用）。ab圖2A 類放大器圖 3 變壓器耦合 A 類放大器圖 4 變壓器耦合 A 類放大器的直流負(fù)載特性B 類功率放大器 <乙類功率放大器）是工作點在特性線極端處的一種放大器，如圖1 所示。當(dāng)沒有信號

5、輸入時，輸出端幾乎不消耗功率。所以，若將上圖的左圖 V BB 拿掉，則根據(jù)定義，這種零偏壓的電路就是一種B 類放大器。然而，因為它的靜態(tài)點在 <VCC ，0 ）處，因此，對于一個正弦波輸入信號，它的輸出端波形只剩半個周期是可以預(yù)期的。圖1 B類功率放大器電路圖解決上述問題的方法，是將另一半周期的信號以一PNP 型 BJT 與原射級跟隨器相接，形成所謂的“互補式射級跟隨器 ”(Complementary Emitter Follower>，又稱為“ B 類推挽式放大器”<Class B Push-Pull Amplifier），如圖 1 所示。其動作原理，在V i 的正半周其間

6、， Q1 導(dǎo)通且 Q2 截止，所以，形成圖2 的輸出端正半周正弦波；同理，當(dāng) Vi 為負(fù)半周時， Q1 截止而 Q2 導(dǎo)通，結(jié)果形成輸出端負(fù)半周正弦波，如圖2 虛線部分所示。圖 2 B 類功率放大器特性圖因為 B 類推挽式放大器在無輸入信號時不消耗功率，因此它較A 類放大器有更高的最大功率效益<可達(dá) 78%）。然而，因為推挽式放大器的信號振幅范圍有一段是在特性線的非線性區(qū)域上，因此導(dǎo)致嚴(yán)重的失真，如2 所示，這種失真我們稱它做“交越失真”<Cross-Over Distortion）。為了改善這種情形，所以有了AB 類放大器，見下篇。圖 3 B 類雙端推挽放大器圖 4 交流信號輸入

7、示意圖圖 5 集極電流的變化情形AB類功率放大器 <又稱 - 甲乙類功率放大器） <Class ABAmplifier）前面提到的B 類推挽式放大器的交越失真，是因為信號大小在-0.6V<V i <0.6V 之間時， Q1、 Q2皆無法導(dǎo)通所引起的，因此，如果我們在Q1及 Q2的 VBE之間加上兩個0.6V 的電池，使輸入信號在±0.6V 之間大小時， Q1、 Q2也可以導(dǎo)通 <彷佛一個 A 類放大器有加上VBB偏壓一般），以降低失真，這種情形，就是AB 類放大器，如圖1 所示。圖 1 AB 類放大器AB類放大器所產(chǎn)生的失真雖然比B 類放大器小，但這項改

8、進(jìn)所付出的代價是待命功率的浪費及功率效率的損失。G類放大器一般用于高頻電路，這里不再敷述。圖 2(a>B 類放大器的交越失真圖2(b>AB 類放大器消除交越失真的情形圖 3 變壓器耦合 AB 類推挽放大器圖 4 AB 類放大器對于交叉失真的改善情形各種類型放大器優(yōu)缺點比較：A 類放大器B 類放大器AB 類放大器C 類放大器工作點位置負(fù)載線中點負(fù)載線截止點負(fù)載線中點與截止負(fù)載線截止點以下點之間的區(qū)域?qū)ń嵌?360°=180°180° 360°0° 180°失真度失真最小失真度略高于 AB可消除交叉失真失真度最大，有截類，有

9、交叉失真波失真功率轉(zhuǎn)移效率效率最低，在 50%效率約為 50%至效率略低于 B 類效率最高，在 85%以下78.5%以上主要用途失真度低的小功率大功率放大器一般的音響擴(kuò)大機(jī)射頻電路與倍頻器放大器三極管 Hi-Fi 放大器的功率級大部分使用 B 類 SEPP.OTL功率放大電路。因為 B 類放大電路功率較高，最高達(dá) 78.5%，除非是發(fā)燒級的音響，為求完美的不失真才會用 A 類。就三極管的散熱以及電源電路的容量， B 類都比 A 類好很多。PP電路中雖然有輸出電路產(chǎn)生的偶次高諧波可互相抵銷的優(yōu)點，但實際上，主放大器推動 PP電路中的 A 類驅(qū)動級就會產(chǎn)生二次高諧波，因此高諧波還是很多。不過， B

10、 類 PP電路為減少交叉失真，須特別注意偏壓的穩(wěn)定。以下介紹幾個代表性的 B 類 SEPP.OTL電路圖 a 半對稱互補 OTL 放大電路圖 b 全對稱互補 OTL 放大電路圖一 輸入變壓器式功放電路輸入變壓器式 SEPP 電路如圖一，利用輸入變壓器進(jìn)行相位反轉(zhuǎn)作用。線路簡單而中心電壓又穩(wěn)定，如果使用兩電源方式，可簡單剪掉輸出電容器。又，輸出短路時，不容易流出大電流，對過載引起的破壞，有很大的防止作用。不過因為輸入變壓器的影響，不能有較深的負(fù)反饋，所以不能獲得較低的失真，在高頻特性及失真會顯著惡化是主要缺點。CE 分割方式圖二 CE 分割方式如圖二所示，利用三極管 Q1 集電極與發(fā)射極之相位相

11、反進(jìn)行反向的方式，與真空管的 PK分割相同。因為可以由 NPN型三極管構(gòu)成，所以很容易找到特性整齊的三極管。但是，因為有電路比較復(fù)雜，需用的交連電容多，低頻特性不好，所以一直不能成為主流的電路?；パa方式圖三 互補方式如圖三所示，利用NPN 與 PNP 型三極管之組合作為相位相反兼驅(qū)動的電路，三極管放大器幾乎都使用這種方式。因為電路直接交連，相位偏差少，且可以有較大的負(fù)反饋，所以容易作成超低失真度的放大器?？梢垣@得Intermodulation少，輸出組抗低等優(yōu)點。然而，過載時有非常大的電流經(jīng)過輸出三極管，因此必須有適當(dāng)?shù)谋Ｗo(hù)電路。從防止被破壞來講，這點很不利。此外，輸出三極管之偏壓須經(jīng)過穩(wěn)定化

12、，對于電源電壓之變動及溫度變化須做適當(dāng)補償。輸出三極管雖然亦有采用NPN和 PNP 型組合的純互補電路，但是大輸出的PNP 硅晶體現(xiàn)在很貴，不容易買到，所以較少采用。利用硅NPN 及鍺 PNP 三極管組合的純互補電路，上下對稱特性雖然較差，但因為線路單純，所以最常被使用。現(xiàn)在就圖三的電路圖作說明。圖三是互補式放大器第二級后的電路。Q1 為 A 類驅(qū)動級，利用VR1 偏壓調(diào)整，改變Q1 的集電極電流，將中心電壓調(diào)整到 Vcc 的 1/2 。因為利用 R2 從 Q1 的集電極 ( 約與中間電壓同電位> 進(jìn)行 DC 負(fù)反饋加以穩(wěn)定化，因此只要電路常數(shù)選擇的當(dāng)，中間電壓幾乎沒有調(diào)整的必要。二極管

13、與VR2用來改變Q2與 Q3的基極偏壓，進(jìn)而調(diào)整Q4及 Q5的無信號電流。無信號電流在Pc 100W級的三極管以3050mA，Pc 25W級的三極管以2030Am最恰當(dāng)。 Q3 ，Q4負(fù)責(zé)信號的上半部， Q2 ，Q5 負(fù)責(zé)信號的下半部，分別交替進(jìn)行動作。因此，無信號電流如果太少，即出現(xiàn)跨越失真，上下信號之接和部分變形。無信號電流如過多，則損失增多，產(chǎn)生熱的問題，因此須利用溫度補償使其保持一定大小。溫度補償?shù)姆椒ǖ纫幌聲岬?。直接交連雙電源無電容式方式圖四 交連雙電源無電容式方式從圖四可知，將互補式電路的初級改成差動放大，使電源電壓即使有變動，中間電壓亦能保持零電位的電路，就是直接交連二晶體無電

14、容方式。因為沒有輸出電容，所以低頻部分阻尼特性非常好，即使1 KHz 附近的波形，亦可完整而極少失真的再現(xiàn)。但是，加上電源時，中間電壓的穩(wěn)定度會有問題，Q1，Q2 的差動放大級與Q3的 A 類驅(qū)動級，電路常數(shù)應(yīng)適當(dāng)選擇，使加上電源時，盡可能由低電壓開始動作。負(fù)反饋與阻尼因數(shù)放大器的阻尼因數(shù)以DF=RL/Zout 表示，因此，輸出阻抗越低的放大器DF越好，不加負(fù)反饋的互補電路，輸出阻抗為15 。使用 complementary電路放大器，輸出阻抗很容易做到 0.1 以下。沖擊噪聲防止電路OTL電路當(dāng)電源加入時，輸出電容瞬間被充電，因此一下子會有很大的沖擊。防止這個沖擊的方法，就是使中間電壓慢慢上

15、升，圖四即為此種電路的例子。溫度補償方式使用三極管的功率放大器為防止熱失控，須進(jìn)行溫度補償。順便補充一下前面說過的互補式電路的溫度補償。三極管溫度一上升，電流亦增加，此增加部分可用二極管，熱電阻或三極管等進(jìn)行補償。因為補償可以減少跨越失真，因此，可以達(dá)到穩(wěn)定無信號電流的作用。對于電源電壓的變動亦有穩(wěn)定化的必要。圖六為利用熱敏電阻及三極管作補償之例，具有非常優(yōu)秀的特性。圖六溫度補償方式頻率特性以及功率頻帶寬度頻率特性為判斷放大器好壞一個很重要的因素，通常以輸入方波的方式看輸出的波型來看頻率特性。圖九是一特性平坦的放大器，波型右側(cè)微微成直線下斜是因為10 Hz附近頻率特性下降的緣故。圖十之波形上升

16、部分略成圓鈍，表示中頻的100500Hz 部分特性略有起伏變化。圖11 之方波頻率為10 KHz ，輸出波形非常漂亮，此放大器之特性至少從1KHz到50 KHz附近均完全平坦。圖12 因為30Khz 附近之頻率特性下降，所以上升部份成圓鈍狀。因為這些方波特性可以直接表現(xiàn)出頻率特性的好壞，所以非常重要。如果輸出波形有Ringing現(xiàn)象，表示高頻特性有peak存在。假設(shè)輸出50W的放大器從10Hz30KHz間頻率特性衰減在3dB 內(nèi)，則輸出功率在25W以上范圍可從 10Hz30KHz，此即放大器的功率頻帶寬度。功率頻帶寬度對放大器的超低音及超高音部分很重要。低頻部分特性由電源電容及輸出電容決定，高

17、級放大器使用大容量的電容就是這個原因。圖八 圖九 圖十一、 D 類放大器的架構(gòu)D 類放大器又可稱 數(shù)字式功率放大，基本架構(gòu)如圖2 所示，輸入訊號經(jīng)由脈波寬度調(diào)變器 (Pulse Width Modulation>將音頻信號調(diào)制成數(shù)字信號后，由功率晶體管 (Q1,Q2> 放大輸出，再經(jīng)由低通濾波器 (Lf,Cf> 取出原輸入端的音頻訊號送至喇叭輸出。圖 2 D 類放大器 基本架構(gòu)因為功率晶體管輸入為一數(shù)字信號，Q1,Q2 工作處于飽和與截止兩個狀態(tài)，因此 Q1,Q2 本身所消耗功率將非常小，提高整個放大器的效率，而使散熱裝置大幅減小進(jìn)而在組件的設(shè)計上可以大大縮小其體積。如圖3

18、所示 MP7720具有 20W 輸出的 D 類放大器的尺寸為4.8mm x 5.8mm x 0.135mm( 注四 >圖 3 MP7720元件圖二、 D 類放大器的功率分析功率放大器的輸出屬開關(guān)狀態(tài)，即輸出為一方波波形，由傅利葉級數(shù)分析知 :Vo (t>=(+>高次諧波經(jīng)由低通濾波器濾除后，輸出信號的最大值為，因此負(fù)載所能得到的最大功率PLm 為PLm=而電路的平均電流 Iav=，則電源輸入功率 PVs=cc* Iav=由 PLm 與 Ps 比值知， D 類放大效率達(dá)到三、脈波寬度調(diào)變器 (Pulse Width Modulation100%。PWM>PWM屬于數(shù)字元通

19、訊中調(diào)變模式的一種方式，也經(jīng)常被應(yīng)用在直流馬達(dá)的伺服控制、交換式電源供給器(switching power supply >等，其間的差異在于所使用振蕩器頻率的不同，基本架構(gòu)如圖是利用一三角波經(jīng)由比較器與輸入信號作比較而產(chǎn)生一方波輸出，而方波的輸出頻率與輸入三角波頻率相同，僅方波的工作4 所示，就周期隨著輸入信號 ( 正弦波 >振幅大小而改變圖 4 PWM 基本架構(gòu)如圖5所示。圖 6所示為一簡易型 PWM產(chǎn)生電路 ( 注五 >，由樞密特電路及積分電路所組成，振蕩器頻率由 R、C、及 R1 R2所決定 :f o =D 類放大器主要提供 2020Khz圖5PWM音輸頻出放波大形，因此 PWM 調(diào)制頻率必須使用大于 10 倍以上的頻率，頻率愈高 還原后的信號將 愈細(xì)膩、清晰 ，例如 MP7720 如表二所示均使用在 600Khz 以上。圖 6 PWM 產(chǎn)生器四、 MP7720 電路分析表二 MP7720增益、 調(diào)制頻率及電容的