大牛開關(guān)電源設(shè)計(jì)全過程筆記

1、反激變換器設(shè)計(jì)筆記1、概述開關(guān)電源的設(shè)計(jì)是一份非常耗時(shí)費(fèi)力的苦差事，需要不斷地修正多個(gè)設(shè)計(jì)變量，直到性能達(dá)到設(shè)計(jì) 目標(biāo)為止。本文step-by-step介紹反激變換器的設(shè)計(jì)步驟，并以一個(gè)6.5W隔離雙路輸出的反激變 換器設(shè)計(jì)為例，主控芯片采用NCP1015on 0212圖1基于NCP1015的反激變換器基本的反激變換器原理圖如圖1所示，在需要對(duì)輸入輸出進(jìn)行電氣隔離的低功率(1W60W)開 關(guān)電源應(yīng)用場(chǎng)合,反激變換器(FlybackConverter)是最常用的一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(Topology)。簡(jiǎn)單、 可靠.低成本、易于實(shí)現(xiàn)是反激變換器突出的優(yōu)點(diǎn)。2、設(shè)計(jì)步驟圖2辰激變換器設(shè)計(jì)步橐接下來，參考圖

2、2所示的設(shè)計(jì)步驟，一步一步設(shè)計(jì)反激變換器I Stepl：初始化系統(tǒng)參數(shù)輸入電壓范國(guó)：Vinmin_AC及Vinmax_AC電網(wǎng)頻率:fline （國(guó)內(nèi)為50Hz）輸出功率：（等于各路輸出功率之和）初步估計(jì)變換器效率：n （低壓輸岀時(shí)，n取0.70.75,高壓輸出時(shí)，n取0.80.85）根據(jù)預(yù) 估效率，估算輸入功率：（2）對(duì)多路輸出，定義KL （n）為第n路輸出功率與輸出總功率的比值:單路輸出時(shí)，KL （n） =1.（范例）Stepl：初始化系統(tǒng)參數(shù)輸入電壓范圍：90265VAC電網(wǎng)頻率：fiine=50Hz輸出：（主路）V。辺=5V, Iouti=lA；（輔路）Vo«2=15V, I

3、ouc2=0A則：出=乙図心+%訃2=6.5爐-預(yù)估變換器的效率：n=o.8則：=吃= 8.2507Kli=0.769,Kl?=0.23 1Cbulk的取值與輸入功率有關(guān)通常.對(duì)于寬輸入電壓（85265VAC）取23nF/W：對(duì)窄范用 輸入電壓（176265VAC）,取lpF/W即可，電容充電占空比Dch 般取02即可。Virm in DC毎個(gè)周期只彳m時(shí)何段內(nèi)，電網(wǎng)對(duì)Cbulk電容充取圖3 Cbulk電容充放電-般在整流后的最小電壓Vinmin DC處設(shè)計(jì)反激變換器，可由Cbulk計(jì)算Vinmin DC：V inmin DC化x(l-必)(4)（范例）Step2：確定輸入電容寬壓輸入.取23

4、 u F/W- Chnik BZ20 u F即可.實(shí)際設(shè)計(jì)中可采用15uF+4.7uF的 兩個(gè)400V高壓電解電容并聯(lián)。貝 Cz=19.7uF。計(jì)算整流后竝小直流電壓，3. Step3：確定最大占空比Dmax反激變換器有兩種運(yùn)行模式：電感電流連續(xù)模式（CCM）和電感電流斷續(xù)模式（DCM）。兩種模式 各有優(yōu)缺點(diǎn)，相對(duì)而言，DCM模式具有更好的開關(guān)特性，次級(jí)整流二極管零電流關(guān)斷，因此不存 在CCM模式的二極管反向恢復(fù)的問題。此外，同功率等級(jí)下，由于DCM模式的變壓器比CCM模 式存儲(chǔ)的能量少，故DCM模式的變壓器尺寸更小。但是，相比較CCM模式而言，DCM模式使得 初級(jí)電流的RMS增大，這將會(huì)增大

5、MOS管的導(dǎo)通損耗，同時(shí)會(huì)增加次級(jí)輸出電容的電流應(yīng)力。 因此，CCM模式常被推薦使用在低床大電流輸出的場(chǎng)合，DCM模式常被推薦使用在高斥小電流 輸出的場(chǎng)合。c,(a) 反激變換器簡(jiǎn)圖(b) CCM模式運(yùn)行(c) DCM模式運(yùn)行圖4反激變換器對(duì)CCM模式反激變換器而言，輸入到輸出的電壓增益僅僅由占空比決定。而DCM模式反激變換 器，輸入到輸出的電圧增益是由占空比和負(fù)載條件同時(shí)決定的，這使得DCM模式的電路設(shè)計(jì)變得 更復(fù)雜。但是，如果我們?cè)贒CM模式與CCM模式的臨界處(BCM模式)、輸入電圧最低(Vinmin.DC) 滿載條件下，設(shè)計(jì)DCM模式反激變換器，就可以使問題變得簡(jiǎn)單化。于是，無 論反激

6、變換器工作于CCM模式，還是DCM模式，我們都可以按照CCM模式進(jìn)行設(shè)計(jì)。如圖4 (b)所示，MOS管關(guān)斷時(shí)，輸入電壓Vin與次級(jí)反射電壓nVo共同疊加在MOS的DS兩 端。最大占空比Dmax確定后，反射電壓Vor (即nVo)、次級(jí)整流二極管承受的最大電壓VD以 及MOS管承受的最大電壓Vdsmax,可由下式得到：Xin DCmax(7)通過公式(5) (6) (7),可知，Dmax取值越小，Vor越小，進(jìn)而MOS管的應(yīng)力越小，然而, 次級(jí)整流管的電壓應(yīng)力卻增大。因此，我們應(yīng)當(dāng)在保證MOS管的足夠裕量的條件下，盡可能增大 Dmax,來降低次級(jí)整流管的電壓應(yīng)力。Dmax的取值，應(yīng)為保證Vdsm

7、ax不超過MOS管耐壓等級(jí) 的80%：同時(shí)，對(duì)于峰值電流模式控制的反激變換器，CCM模式條件下，當(dāng)占空比超過0.5時(shí)， 會(huì)發(fā)生次諧波震蕩。綜合考慮，對(duì)于耐床值為700V (NCP1015)的MOS管，設(shè)計(jì)中，Dmax不超 過0.45為宜。(范例)Step3：確定最大占空比EUx一一NCP1015需工作于DCM模式，低壓満載時(shí)，占空比最大，此時(shí)；DmJK = 0.45-由公式(5)計(jì)算反射電壓；K = xV . * = sor4>r DC4. Step4：確定變壓器初級(jí)電感Lm對(duì)于CCM模式反激，當(dāng)輸入電壓變化時(shí)，變換器可能會(huì)從CCM模式過渡到DCM模式，對(duì)于兩 種模式，均在最惡劣條件下(

8、最低輸入電壓、滿載)設(shè)計(jì)變壓器的初級(jí)電感Lm。由下式?jīng)Q定：min DC *)2*Pm2Krf(8)其中,fsw為反激變換器的工作頻率，KRF為電流紋波系數(shù)，其定義如下圖所示:圖5流過MOS管的電流波形及電流紋波系數(shù)對(duì)于DCM模式變換器，設(shè)計(jì)時(shí)KRF=lo對(duì)于CCM模式變換器，KRFvl,此時(shí)，krf的取值會(huì)影響 到初級(jí)電流的均方根值(rms) , krf=-"越小，越小，mos=“”管的損耗就會(huì)越小，然而過 小的krf=""會(huì)增大變壓器的體積，設(shè)計(jì)時(shí)需要反復(fù)無量。一般而言，設(shè)計(jì)ccm=”模式的反激變換 器,寬壓輸入時(shí)(90265vac) , krf=,n,取0.2

9、50.5；窄壓輸入時(shí)(176265vac) , krf=,H,取0.4 0.8="H>一旦Lm確定，流過MOS管的電流峰值Idspeak和均方根值Idsrms亦隨之確定：(9)(10)(11)(12)AZ =設(shè)計(jì)中，需保證Idspeak不超過選用MOS管最大電流值80%, Idsrms用來計(jì)算MOS管的導(dǎo)通損 耗Pcond, Rdson為MOS管的導(dǎo)通電阻。P-conddsrms * dson(范例)Step4：確定變壓器初級(jí)電感由公式8確定變壓器的初級(jí)電感Lm,由于NCP1015工作于DCM模式，Krf=1：(V. nrxD )2切二=二 1.19mH2心仁弧由公式(9) (

10、10)分別計(jì)算初級(jí)和lcknns： Gpeak 二 TEDC + ¥ = 0369.4 =3x(7£DC)2+(y)2=0.143-計(jì)算MOS導(dǎo)通損耗：PcR»0.224JV5. Steps：選擇合適的磁芯以及變壓器初級(jí)電感的匝數(shù)開關(guān)電源設(shè)計(jì)中，鐵氧體磁芯是應(yīng)用最廣泛的一種磁芯，可被加工成多種形狀，以滿足不同的應(yīng)用 需求，如多路輸出、物理高度、優(yōu)化成本等。實(shí)際設(shè)計(jì)中，由于充滿太多的變數(shù)，磁芯的選擇并沒有非常嚴(yán)格的限制，可選擇的余地很大。其中 一種選型方式是，我們可以參看磁芯供應(yīng)商給出的選型手冊(cè)進(jìn)行選型。如果沒有合適的參照，可參 考下表：圖6不同形狀的鐵氧體磁芯及骨

11、架Output PowerEl coreEE coreEPC coreEER core0-10WEI12.5 EI16 EI19EE8EE10EE13EE16EPC10EPC13EPC1710-20WEI22EE19EPC1920-30WEI25EE22EPC25EER25 530-50WEI28 EI30EE25EPC30EER2850-70WEI35EE30EER28L70-100WEMOEE35EER35100-150WEI50EE40EER40EER42150-200WEI60EE50EE60EER49ABxAe(14)選定磁芯后，通過其Datasheet査找Ae值，及磁化曲線，確定磁

12、通擺幅 B,次級(jí)線圈匝數(shù)由下 式確定：AwI_|入 <O|Hr»hMoMal ?F<40<b> 化曲線其中，DCM 模式時(shí)，4B 取 0.20.26T； CCM 時(shí)， B 取 0.120.18T。3 響尸*屯橫圖7磁芯特性（范例）Step5：選擇合適的磁芯并確定初級(jí)電感Ln.的匝數(shù)磁芯選擇EFD20,查看磯芯手冊(cè)可知，Ae=31mm2DCM模式，磁通擺幅AB取0.21T,由公式（14）計(jì)算初級(jí)電感Lm匝數(shù):=686. Step6：確定各路輸出的匝數(shù)先確定主路反饋繞組匝數(shù)，其他繞組的匝數(shù)以主路繞組匝數(shù)作為參考即可。主反饋回路繞組匝數(shù)為:(15)N = Vouti

13、 +VfixNSiT TP則其余輸出繞組的匝數(shù)為:ST叫心N 二咖 +z(16)輔助線圈繞組的匝數(shù)Na為:(17)N Vauk + VFa xN% +嗜（范例）Stcp6:確定各路輸出的匝數(shù) 由公式15確定主路輸出的匝數(shù): 心=也+仏匕=5H Vpor一一由公式16確定輔路匝數(shù)：xR =14IC供電繞組電壓為20V.由公式17確定輔助繞組匝數(shù):xN屛=197. Step7；確定每個(gè)繞組的線徑根據(jù)每個(gè)繞組流過的電流RMS值確定繞組線徑。初級(jí)電感繞組電流RMS：rms(19)次級(jí)繞組電流RMS由下式?jīng)Q定:(20)P為電流密度，單位：A/mm2,通常，當(dāng)繞組線圈的比較長(zhǎng)時(shí)(>lm)戲圈電流密度

14、取5A/mm2； 當(dāng)繞組線圈長(zhǎng)度較短時(shí)，線圈電流密度取610A/mm2o當(dāng)流過線圈的電流比較大時(shí)，可以采用多 組細(xì)線并繞的方式，以減小集膚效應(yīng)的影響。(21)AKf其中，Ac是所有繞組導(dǎo)線截面積的總和，KF為填充系數(shù)，一般取0.20.3.檢査磁芯的窗口面積(如圖7 (a)所示)，大于公式21計(jì)算出的結(jié)果即可。(范例)Step7：確定每個(gè)繞組線徑初級(jí)Lm線徑:= 0.15 bwm同理可計(jì)算出次級(jí)主路及次級(jí)輔路繞組線徑：Di=O.531mm D嚴(yán)0188mm。所以. 初級(jí)線匱可選線徑為0.16mm的漆包線；次級(jí)主路繞組可選擇線徑為0.22mm的漆包線. 三根并繞：次級(jí)輔路可選擇線徑為0.18mm的

15、漆包線.8. Step8：為每路輸出選擇合適的整流管每個(gè)繞組的輸出整流管承受的最大反向電圧值VD (n)和均方根值IDrms (n)如下:(23)(24)選用的二極管反向耐床值和額定正向?qū)娏餍铦M足:Vrrm h 13 x冬心)(25)(范例)steps：為每路輸岀選擇合適的整流管 由公式22、公式23分別計(jì)算每一路整流二極骨的最大反向耐壓值，和電流RMS值。次級(jí)主路：Vd=30V lDrnisi = l .77A所以，可選用SK36O,或SR360.次級(jí)輔路：Vd-92V, lDng二0.188A所以，可選用SS1200.9. Step9：為每路輸出選擇合適的濾波器rms(ri)(26)第

16、n路輸出電容Cout (n)的紋波電流Icaprms (n)為:our(ncaprmsn)選取的輸出電容的紋波電流值Iripple盂滿足：>1.2x/caprms(n)(27)輸出電壓紋波由下式?jīng)Q定:(28)X 久衛(wèi) * Idspeak X X c(h) X Z(pi) Co啦(町X f a有時(shí)候，單個(gè)電容的高ESR,使得變換器很難達(dá)到我們想耍的低紋波輸出特性，此時(shí)可通過在輸岀 端多并聯(lián)兒個(gè)電容，或加一級(jí)LC濾波器的方法來改善變換器的紋波噪聲。注意：LC濾波器的轉(zhuǎn)折頻率要大于1/3開關(guān)頻率，考慮到開關(guān)電源在實(shí)際應(yīng)用中可能會(huì)帶容性負(fù)載，L不宜過大，建 議不超過4.7nHo（范例）Step9

17、：為每路輸出選擇合適的濾波器一次級(jí)主路：由公式26可得：Icaproul=1.46A可選擇兩個(gè)470pF <16V）的Rubycon電解電容組成CLC濾波器，L取和& 一一次級(jí)輔路；Ieapnntl =0.1 2 A.可選擇兩個(gè)100pF <25V） Rubycon電解電容組成CLC濾波器，L取33問,10. SteplO：鉗位吸收電路設(shè)計(jì)如圖8所示，反激變換器在MOS關(guān)斷的瞬間，由變壓器漏感LLK與MOS管的輸出電容造成的 諧振尖峰加在MOS管的漏極，如果不加以限制，MOS管的壽命將會(huì)大打折扣。因此需要采取措 施，把這個(gè)尖峰吸收掉。圖8 MOS管關(guān)斷時(shí)漏極電壓波形反激變換

18、器設(shè)計(jì)中，常用圖9 （a）所示的電路作為反激變換器的鉗位吸收電路（RCD鉗位吸收）。RCIamp由下式?jīng)Q定，其中Vclamp 一般比反射電壓Vor高出50100V, LLK為變壓器初級(jí)漏感， 以實(shí)測(cè)為準(zhǔn)，Lk X (亦 X dspeako<a).RCDW 位AVcuap啊位電容上的電 壓波彩Vclarap"）Ce叩兩端電壓波形不盤圖圖9 RCD鉗位吸收CCIamp由下式?jīng)Q定，其中Vripple 一般取Vclamp的5%10%是比較合理的:ripple X f sw * clan(30)輸出功率比較小（20W以下）時(shí)，鉗位二極管可采用慢恢復(fù)二極管，如1N4007：反乙 則需要使

19、用快恢復(fù)二極管。范例）Step 10：吸收緩沖電路設(shè)計(jì)計(jì)算g徐乎P由下式?jīng)Q定2X % 七)Lg x fgw x 1爲(wèi)錄= 25WCciamp由下式?jīng)Q定:= 3.8mF11. Stepll：補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)開關(guān)電源系統(tǒng)是典型的閉環(huán)控制系統(tǒng)，設(shè)計(jì)時(shí)，補(bǔ)償電路的調(diào)試占據(jù)了相當(dāng)大的工作最。目前流行 F市面上的反激控制器，絕大多數(shù)采用峰值電流控制控制模式。峰值電流模式反激的功率級(jí)小信號(hào)可以簡(jiǎn)化為一階系統(tǒng)，所以它的補(bǔ)償電路容易設(shè)計(jì)。通常，使用Dean Venable提出的Type II補(bǔ)償 電路就足夠了。在設(shè)計(jì)補(bǔ)償電路之前，首先需要考察補(bǔ)償對(duì)象（功率級(jí)）的小信號(hào)特性。如圖8所示，從IC內(nèi)部比較器的反相端斷開，

20、則從控制到輸出的傳遞函數(shù)（即控制對(duì)象的傳遞函 數(shù)）為：DIL1圖10反激變換器反饋回路NG)(31)附錄分別給出了 CCM模式和DCM模式反激變換器的功率級(jí)傳遞函數(shù)模型oNCP1015工作在DCM模 式，從控制到輸出的傳函為：1+N(s)怖 + 叫1+2叫(32)其中:RLoad X。站Esr x C；-，LoadoutP。Voutl為主路輸出直流電床，k為誤差放大器輸出信號(hào)到電流比較器輸入的衰減系數(shù)（對(duì)NCP1015 而言，k=0.25） , m為初級(jí)電流上升斜率，ma為斜坡補(bǔ)償?shù)难a(bǔ)償斜率（由于NCP1015內(nèi)部沒有 斜坡補(bǔ)償，即ma=O） , Idspeak為給定條件下初級(jí)峰值電流。于是我

21、們就可以使用Mathcad （或 Matlab）繪制功率級(jí)傳函的Bode圖:2Cfor：|«f)|)18011功率級(jí)傳函Bode在考察功率級(jí)傳函Bode圖的基礎(chǔ)上，我們就可以進(jìn)行環(huán)路補(bǔ)償了。前文提到，對(duì)丁峰值電流模式的反激變換器，使用Dean Venable Type II補(bǔ)償電路即可，典型的接 線方式如下圖所示：TL431圖12 Type II補(bǔ)償網(wǎng)纟通常，為降低輸出紋波噪聲，輸出端會(huì)加一個(gè)小型的LC濾波器，如圖10所示，LI. C1B構(gòu)成的 二階低通濾波器會(huì)影響到環(huán)路的穩(wěn)定性，LI、C1B的引入，使變換器的環(huán)路分析變得復(fù)雜，不但影 響功率級(jí)傳函待性，還會(huì)影響補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳函特性。然

22、而，建模分析后可知：如果LI、C1B的轉(zhuǎn) 折頻率大于帶寬fcross的5倍以上，那么其對(duì)環(huán)路的影響可以忽略不計(jì)，實(shí)際設(shè)計(jì)中，建議L1不 超過47時(shí)。于是我們簡(jiǎn)化分析時(shí)，直接將L1直接短路即可，推導(dǎo)該補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)G為:（33）Rpuiiup x CTR其中:1 1'匕=，R x CgRpuiiupx (cpob + Qp)CTR為光耦的電流傳輸比,Rpullup為光耦次級(jí)側(cè)上拉電阻（對(duì)應(yīng)NCP1015, Rpullup=18kO） , Cop 為光耦的寄生電容，與Rpullup的大小有關(guān)。圖13 （來源于Sharp PC817的數(shù)據(jù)手冊(cè)）是光耦的 頻率響應(yīng)特性，可以看出，當(dāng)RL （

23、即Rpullup）為18kQ時(shí)，將會(huì)帶來一個(gè)約2kHz左右的極點(diǎn)，所 以Rpullup的大小會(huì)直接影響到變換器的帶寬。0.5 125 10 2050100500FREQUENCY f (kHz)Q）尢電為圖13光耦的頻率響應(yīng)k Factor （k因子法）是Dean Venable在20世紀(jì)80年代提出來的,提供了一種確定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參 數(shù)的方法。dBLog(f)圖14 k因子確定零點(diǎn)和極點(diǎn)的位置如圖14所示，將Type II補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的極點(diǎn)wp放到fcross的k倍處，將零點(diǎn)wz放到fcross的1/k 處。圖12的補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)有三個(gè)參數(shù)需要計(jì)算：RLed, Cz, Cpole,下面將用k Factor

24、計(jì)算這些參數(shù):200 mA to 2 A in 1 A/us圖15動(dòng)態(tài)負(fù)載時(shí)輸出電壓波形-確定補(bǔ)償后的環(huán)路帶寬fcross：通過限制動(dòng)態(tài)負(fù)載時(shí)（ lout）的輸出電斥過沖最（或下沖量） Vout,由下式?jīng)Q定環(huán)路帶寬：CFOSSA T7"C乙 x2x”xCm考察功率級(jí)的傳函特性，確定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的中頻帶增益（Mid-band Gain）：(35)Rptdlupio%w)i)確定Dean Venable因子k：選擇補(bǔ)償后的相位裕m PM （一般取55。80。）,由公式32得到 fcross處功率級(jí)的相移（可由Mathcad計(jì)算）PS,則補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)需要提升的相位Boost為：（36）Boost

25、= PM-PS-巴2則k由下式?jīng)Q定：k - tan(Boost2+才)（37）補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)極點(diǎn)（wp）放置于fcross的k倍處，可由下式計(jì)算出Cpole:k X fcross =2 x 兀 x RpuIlup x (卻 + CJ(38)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)零點(diǎn)（wz）放置于fcross的1/k倍處，可由下式計(jì)算出Cz：（范例）Stepl 1:補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)確定補(bǔ)償后的環(huán)路帶寬faon： Vou產(chǎn)250mV. IourO.SAt （?呃尸940 pF：fcrwx2x/rxC如= 542/fc“考蔡功率級(jí)的傳函特性，確定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的中頻帶增益（MubbandGain）：確定Dean Venable 因子匕取PM=7

26、03 （即7 n/18）. PS=-1OO° （由Mathcad 計(jì)算得出人則 Boost=PM-PS-90f , BoOSt 兀、r k - tan（+ ）二 3.2424補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)極點(diǎn)（、p）放愛于txz的k倍處.由公式38計(jì)霧出Cgj Co2nF:C=680pF2xx/?x*x/w”補(bǔ)悽網(wǎng)絡(luò)暮點(diǎn)（"）放賣于fc的1/k倍處，可由下式計(jì)算出G:T = 22QnF2x4-x/?1X«ISO16補(bǔ)償后的幅頻相頻特性3仿真驗(yàn)證計(jì)算機(jī)仿真不僅可以取代系統(tǒng)的許多繁瑣的人工分析，減輕勞動(dòng)強(qiáng)度，避免因?yàn)榻馕龇ㄔ诮铺幚?中帶來的較大誤差，還可以與實(shí)物調(diào)試相互補(bǔ)充，最大限度的降

27、低設(shè)計(jì)成本，縮短開發(fā)周期。本例采用經(jīng)典的電流型控制器UC3843 （與NCP1015控制原理類似），搭建反激變換器。其中，變 壓器和環(huán)路補(bǔ)償參數(shù)均采用上文的范例給出的計(jì)算參數(shù)。仿真測(cè)試條件：低床輸入（90VAC,雙路滿載）1原理圖圖17仿真原理圖2.瞬態(tài)信號(hào)時(shí)域分析圖18啟動(dòng)60ms內(nèi) 整流橋后電壓波形從圖18可以看出，最低Cbulk上的最低電壓為97.3V,與理論值98V大致相符。圖19Cclamp吸收電容兩端電壓波形圖20啟動(dòng)60ms內(nèi)mos管DS電壓液形圖21穩(wěn)定時(shí)DS電蟲波形圖23輸出電&啟動(dòng)發(fā)形（紅線為15V輔絡(luò).綠線為5V主路）3交流信號(hào)頻域分析圖24功率級(jí)小倍號(hào)特性圖25

28、樸償網(wǎng)絡(luò)傳函特性圖26補(bǔ)償后變換器開壞小侶號(hào)特性4.動(dòng)態(tài)負(fù)載波形測(cè)試測(cè)試條件：低壓輸入,滿載,主路輸出電流0.1A-1A-0.1A,間隔2.5ms,測(cè)試輸出電床波形。圖27主路綸岀動(dòng)態(tài)潑形1. PCB layout大電流環(huán)路包圍的面積應(yīng)極可能小"走線要寬入環(huán)路功鄧轉(zhuǎn)仗壞路圖28 PCB layout一大電流環(huán)路2. PCB layout高頻（di/dt、dv/dt）走線a. 整流二級(jí)，鉗位吸收二極管，MOS管與變床器引腳，這些高頻處，引線應(yīng)盡可能短layout時(shí) 避免走直角；b. MOS管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，檢流電阻的檢流信號(hào)，到控制IC的走線距離越短越好；c. 檢流電阻與MOS和GND的距離應(yīng)盡可能短。MOUll檢淹電R1到粉粋C能ML檢MUjjRl與MOSMND*J即警可任29 PCB layout-高頻走線初級(jí)接地規(guī)則，a. 所有小信號(hào)GND與控制IC的GND相連后，連接到Power GND (即大信號(hào)GND)；b. 反饋信號(hào)應(yīng)獨(dú)立走到IC,反饋信號(hào)的GND與IC的GND相連。次級(jí)接地規(guī)則：a. 輸出小信號(hào)地與相連后，與輸出電容的的負(fù)極相連；b. 輸出采樣電阻的地要與基準(zhǔn)源(TL431)的地相連，nr1