實驗三 基帶OFDM系統(tǒng)及其仿真

1、實驗三基帶OFDM系統(tǒng)及其仿真一、 實驗原理正交頻分復用（OFDM）系統(tǒng)是一種特殊的多載波傳輸方案，它可以被看作是一種調制技術，也可以被當作一種復用技術。多載波傳輸把數(shù)據流分解成若干個子比特流，這樣每個子數(shù)據流將具有低得多的比特速率，用這樣的低比特率形成的低速率多狀態(tài)符號再去調制相應的子載波，就構成多個低速率符號并行發(fā)送的傳輸系統(tǒng)。正交頻分復用是對多載波調制（MCM）的一種改進。它的特點是各子載波相互正交，所以擴頻調制后的頻譜可以相互重疊，不但減小了子載波間的相互干擾，還大大提高了頻譜利用率。選擇OFDM的一個主要原因在于該系統(tǒng)能夠很好地對抗頻率選擇性衰落和窄帶干擾。在單載波系統(tǒng)中，一次衰落或

2、者干擾就可以導致整個鏈路失效，但是在多載波系統(tǒng)中，某一時刻只會有少部分的子信道會受到深衰落的影響。1. 原理框圖圖1所示為OFDM系統(tǒng)原理框圖：圖1 OFDM系統(tǒng)原理框圖2. DFT實現(xiàn)對于N比較大的系統(tǒng)來說，OFDM復等效基帶信號可以采用離散傅立葉逆變換（IDFT）方法來實現(xiàn)。對信號以的速率進行抽樣，即令，則得到: 可以看到等效為對進行IDFT運算。同樣在接收端，為了恢復出原始的數(shù)據符號，可以對進行逆變換 ，即DFT得到： OFDM系統(tǒng)的調制和解調可以分別由IDFT和DFT來代替。通過點的IDFT運算，把頻域數(shù)據符號變換為時域數(shù)據符號,經過射頻載波調制之后，發(fā)送到無線信道中。其中每個IDFT

3、輸出的數(shù)據符號都是由所有子載波信號經過疊加而生成的，即對連續(xù)的多個經過調制的子載波的疊加信號進行抽樣得到的。3. 保護間隔和循環(huán)前綴應用OFDM的一個重要原因在于它可以有效的對抗多徑時延擴展。通過把輸入數(shù)據流串并變換到個并行的子信道中，使得每一個調制子載波的數(shù)據周期可以擴大為原始數(shù)據符號周期的倍，因此時延擴展與符號周期的數(shù)值比也同樣降低倍。為了最大限度的消除符號間干擾，還可以在每個OFDM符號之間插入保護間隔，而且該保護間隔長度一般要大于無線信道中的最大時延擴展，這樣一個符號的多徑分量就不會對下一個符號造成干擾。在這段保護間隔內可以不插任何信號，即是一段空白的傳輸時段。然而在這種情況下，由于多

4、徑傳播的影響，則會產生載波間干擾（ICI）, 即子載波之間的正交性遭到破壞，不同的子載波之間的產生干擾。由于每個OFDM符號中都包括所有的非零子載波信號，而且也可同時出現(xiàn)該OFDM符號的時延信號，圖2給出了第一子載波和第二子載波的時延信號。從圖中可以看到，由于在FFT運算時間長度內，第一子載波和第二子載波之間的周期個數(shù)之差不再是整數(shù)，所以當接收機試圖對第一個子載波進行解調時，第二子載波會對第一子載波造成干擾。同樣，當接收機對第二子載波進行解調時，也會存在來自第一子載波的干擾。圖2 空閑保護間隔對子載波造成的干擾在OFDM 系統(tǒng)中, 為了既可以消除ISI, 又可以消除ICI, 通常保護間隔是由循

5、環(huán)前綴（CP）來充當。這種保護間隔是一種循環(huán)復制，增加了符號的波形長度，在符號的數(shù)據部分，每一個子載波內有一個整數(shù)倍的循環(huán)，此種符號的復制產生了一個循環(huán)的信號，即將每個OFDM符號的后時間中的樣點復制到OFDM符號的前面，形成前綴，在交接點沒有任何的間斷。因此將一個符號的尾端復制并補充到起始點增加了符號時間的長度，圖3顯示了保護間隔的插入。圖3 加入CP的OFDM符號符號的總長度為=，其中為OFDM符號的總長度，為采樣的保護間隔長度，為FFT變換產生的無保護間隔的OFDM符號長度，則在接收端采樣開始的時刻應該滿足下式： 其中是信道的最大多徑時延擴展，當采樣滿足該式時，由于前一個符號的干擾只會在

6、存在于0，, 當子載波個數(shù)比較大時，OFDM的符號周期相對于信道的脈沖響應長度很大，則符號間干擾（ISI）的影響很小，；而如果相鄰OFDM符號之間的保護間隔滿足的要求，則可以完全克服ISI的影響。同時，由于OFDM時延內所包含的子載波的周期個數(shù)也為整數(shù)，時延信號就不會在解調過程中產生ICI。4. OFDM的正交性每個OFDM符號在其周期T內包括多個非零的子載波。因此其頻譜可以看作是周期T 的矩形脈沖的頻譜與一組位于各個子載波頻率上的函數(shù)的卷積。矩形脈沖的頻譜幅值為函數(shù)，這種函數(shù)的零點出現(xiàn)在頻率為1/T整數(shù)倍的位置上。圖中給出了相互覆蓋的各個子信道內經過矩形波形成型得到的符號的sinc函數(shù)頻譜。

7、在每個子載波頻率最大值處，所有其他子信道的頻譜值恰好為零。因為在對OFDM符號進行解調的過程中，需要計算這些點上所對應的每個子載波頻率的最大值，所以可以從多個相互重疊的子信道符號中提取每一個子信道符號，而不會受到其他子信道的干擾?？梢钥闯觯琌FDM符號頻譜實際上可以滿足奈奎斯特準則，即多個子信道頻譜之間不存在相互干擾。因此這種一個子信道頻譜出現(xiàn)最大值而其它子信道頻譜為零點的特點可以避免載波間干擾（ICI）的出現(xiàn)。圖4 OFDM符號內包括四個子載波時的時域波形5. OFDM系統(tǒng)關鍵技術 時域和頻域同步OFDM系統(tǒng)對定時和頻率偏移敏感，特別是實際應用中可能與FDMA、TDMA和CDMA等多址方式結

8、合使用時，時域和頻率同步顯得尤為重要。與其它數(shù)字通信系統(tǒng)一樣，同步分為捕獲和跟蹤兩個階段。在下行鏈路中，基站向各個移動終端廣播式發(fā)同步信號，所以，下行鏈路同步相對簡單，較易實現(xiàn)。在上行鏈路中，來自不同移動終端的信號必須同步到達基站，才能保證子載波間的正交性?；靖鶕饕苿咏K端發(fā)來的子載波攜帶信息進行時域和頻域同步信息的提取，再由基站發(fā)回移動終端，以便讓移動終端進行同步。具體實現(xiàn)時，同步將分為時域同步和頻域同步，也可以時頻域同時進行同步。 信道估計在OFDM系統(tǒng)中，信道估計器的設計主要有兩個問題：一是導頻信息的選擇。由于無線信道常常是衰落信道，需要不斷對信道進行跟蹤，因此導頻信息也必須不斷的傳送

9、。二是既有較低的復雜度又有良好的導頻跟蹤能力的信道估計器的設計。在實際設計中，導頻信息選擇和最佳估計器的設計通常又是相互關聯(lián)的，因為估計器的性能與導頻信息的傳輸方式有關。 信道編碼和交織為了提高數(shù)字通信系統(tǒng)性能，信道編碼和交織是通常采用的方法。對于衰落信道中的隨機錯誤，可以采用信道編碼；對于衰落信道中的突發(fā)錯誤，可以采用交織。實際應用中，通常同時采用信道編碼和交織，進一步改善整個系統(tǒng)的性能。在OFDM系統(tǒng)中，如果信道衰落不是太深，均衡是無法再利用信道的分集特性來改善系統(tǒng)性能的，因為OFDM系統(tǒng)自身具有利用信道分集特性的能力，一般的信道特性信息已經被OFDM這種調制方式本身所利用了。但是，OFD

10、M系統(tǒng)的結構卻為在子載波間進行編碼提供了機會，形成COFDM方式。編碼可以采用各種碼，如分組碼、卷積碼等，卷積碼的效果要比分組碼好。 降低峰均功率比由于OFDM信號時域上表現(xiàn)為個正交子載波信號的疊加，當這個信號恰好均以峰值相加時，OFDM信號也將產生最大峰值，該峰值功率是平均功率的倍。盡管峰值功率出現(xiàn)的概率較低，但為了不失真地傳輸這些高峰均功率比的OFDM信號，發(fā)送端對高功率放大器的線性度要求很高且發(fā)送效率極低，接收端對前端放大器以及A/D變換器的線性度要求也很高。因此，高的PAPR使得OFDM系統(tǒng)的性能大大下降甚至直接影響實際應用。為了解決這一問題，人們提出了基于信號畸變技術、信號擾碼技術和

11、基于信號空間擴展等降低OFDM系統(tǒng)PAPR的方法。 均衡在一般的衰落環(huán)境下，OFDM系統(tǒng)中均衡不是有效改善系統(tǒng)性能的方法。因為均衡的實質是補償多徑信道引起的碼間干擾，而OFDM技術本身已經利用了多徑信道的分集特性，因此在一般情況下，OFDM系統(tǒng)就不必再做均衡了。在高度散射的信道中，信道記憶長度很長，循環(huán)前綴CP（Cyclic Prefix）的長度必須很長，才能夠使ISI盡量不出現(xiàn)。但是，CP長度過長必然導致能量大量損失，尤其對子載波個數(shù)不是很大的系統(tǒng)。這時，可以考慮加均衡器以使CP的長度適當減小，即通過增加系統(tǒng)的復雜性換取系統(tǒng)頻帶利用率的提高。二、仿真及結果 圖示給出了基帶OFDM系統(tǒng)仿真結果

12、。在Rayleigh衰落下，采用QPSK解調。子載波個數(shù)=64；循環(huán)前綴CP長度=16；三、程序clearclcNf=64; %子載波個數(shù)Lcp=16; %循環(huán)前綴個數(shù)Ns=Lcp+Nf; Nfrm=10000;% 傳輸幀數(shù)EsNo=0:2:30;for i=1:length(EsNo) sigma1=sqrt(0.5*10.(-EsNo(i)/10); for jj=1:Nfrm h=randn(1,10)+j*randn(1,10); x=randsrc(1,Nf,0:3);%產生信號數(shù)據 x1=qammod(x,4)/sqrt(2);%QPSK調制，信號歸一化 x2=ifft(x1,Nf)*sqrt(64);%IFFT x2=x2(Nf-Ncp+1:end) x2;%加循環(huán)前綴 y=zeros(1,89); y=conv(x2,h); y=y+ sigma1*(randn(1,Ns+9)+j*randn(1,Ns+9);%高斯加性噪聲 clear X2; clear x2; y=y(Ncp+1:end); %去除循環(huán)前綴 y=y(1:Nf); H=fft(h,Nf); y=fft(y)/sqrt(64);%歸一化 y=y./H ;%信道估計 y=qamdemod(y*sqrt(2),4);%QPSK解調 err,temp=biterr(y,x,