逆變器濾波器參數(shù)設(shè)置

1、1 濾波特性分析輸出濾波方式通?？煞譃椋篖 型、LC 型和 LCL 型，濾波方式的特點(diǎn)比較如下：(1)中的單 L 型濾波器為一階環(huán)節(jié)，其結(jié)構(gòu)簡單，可以比較靈活地選擇控制器且設(shè)計(jì)相對容易，并網(wǎng)控制策略不是很復(fù)雜，并網(wǎng)容易實(shí)現(xiàn)，是并網(wǎng)逆變器常用的濾波方式。缺點(diǎn)在于其濾波能力有限，比較依賴于控制器的性能。(2)中的 LC 型濾波器為二階環(huán)節(jié)， C 的引入可以兼顧逆變器獨(dú)立、并網(wǎng)雙模式運(yùn)行的要求，有利于光伏系統(tǒng)功能的多樣化。然而，濾波電容電流會對并網(wǎng)電流造成一定影響。(3)中的 LCL 型濾波器在高頻諧波抑制方面更具優(yōu)勢，在相同高頻電流濾波效果下，其所需總電感值較小。但因?yàn)槠錇槿A環(huán)節(jié)，在系統(tǒng)中引入了

2、諧振峰，必須引入適當(dāng)?shù)淖枘醽硐鳒p諧振峰，這就導(dǎo)致了其控制策略復(fù)雜，系統(tǒng)穩(wěn)定性容易受到影響。 當(dāng)三相光伏逆變器獨(dú)立運(yùn)行時(shí)，一般均采用 LC 型濾波方式。并網(wǎng)逆變器的濾波器要在輸出的低頻段（工頻 50Hz）時(shí)要盡量少的衰減，而要盡量衰減輸出的高頻段（主要是各次諧波）。采用伯德圖來分析各種濾波器的頻域響應(yīng)。1一般并網(wǎng)逆變器濾波部分的電感為毫亨級，電容為微法級，這里電感值取 1m H,電容取 100u F，電感中的電阻取 0.02，在研究 LCL濾波器時(shí)，取電感值為 L1=L2=0.5m H，電阻 R1=R2=0.01。對于單電感濾波器，以輸入電壓和輸出電流為變量，并且實(shí)際的電感中含有一定電阻，其傳遞

3、函數(shù)為：對于采用 LC 濾波器的并網(wǎng)逆變器，在并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)，電網(wǎng)電壓直接加在濾波器中的電容兩端，因此此時(shí)電容不起濾波作用，可以看作是一個負(fù)載，從濾波效果上來說，它等同于單電感濾波器。并且對于被控量選取為電感電流IL 的采用 LC濾波的并網(wǎng)逆變器，由于有電容的作用，其控制電流IL與實(shí)際輸出電流Io 之間有如下圖所示：上式中可以看出，電感電流LI 將受到電網(wǎng)電壓gU 的變化與并網(wǎng)電流0I 的影響。所以在控制過程中要參照電網(wǎng)電壓的有效值不斷調(diào)整基準(zhǔn)給定的幅值與相位。對于 LCL 濾波電路，逆變器輸出電流與輸入電壓之間的傳遞函數(shù)可以表示為：對比可知,可以很清楚的看到，在低頻時(shí)，單 L 型濾波器與 LCL

4、 型濾波器的頻域響應(yīng)相同，都是以 20d B/dec 的斜率進(jìn)行衰減。但在高頻部分，單 L型濾波器仍然以 20d B/dec 進(jìn)行衰減，但 LCL 型濾波器以 60d B/dec 的斜率進(jìn)行衰減，表明相對于單 L 型濾波器，LCL 型濾波器能夠更好地對高頻諧波進(jìn)行衰減。將式中的 s 用 j 代入后可以看出，低頻時(shí)兩式分母中含有的項(xiàng)都很小，特別是的高次方項(xiàng)，可以忽略不計(jì)。因此在低頻時(shí)，表達(dá)式中主要起作用的是電阻部分。而隨著的不斷上升，兩式分母中含有的項(xiàng)不斷增大，特別是含有的高次方項(xiàng)，因此在高頻段，其主要作用的是分母中含有的 3 次方項(xiàng)。因此在高頻段，LCL 濾波器是以 60d B/dec 的斜率

5、進(jìn)行衰減。 對單 L 型、LC 型及 LCL 型濾波器進(jìn)行比較。在低頻時(shí)，三者的濾波效果相同，并且在并網(wǎng)運(yùn)行時(shí) LC 型濾波器中的電容只相當(dāng)于負(fù)載，不起濾波作用。而 LCL 型濾波器對高頻諧波的濾波效果要優(yōu)于單 L 型與 LC 型濾波器。2 數(shù)學(xué)模型2.1 L型濾波器2.2 LC濾波器2.2.1 LC濾波器數(shù)學(xué)模型這里選擇電感電流、電容C2電壓為狀態(tài)變量，在三相平衡的情況下列出 A、B、C 三相的狀態(tài)方程為：dq軸下的數(shù)學(xué)方程為：則數(shù)學(xué)模型為：2.2.2 控制器設(shè)計(jì)1-5解耦控制為6：在dq坐標(biāo)系下的電流狀態(tài)方程存在交叉耦合關(guān)系，為了降低控制器的設(shè)計(jì)復(fù)雜程度，首先要進(jìn)行前饋解耦控制：引入輸出濾

6、波電感電壓和負(fù)載電壓前饋解耦，在電壓外環(huán)采用輸出濾波電容電流和負(fù)載電流前饋解耦。當(dāng)逆變器工作在獨(dú)立模式時(shí)，通過控制逆變器輸出 LC 型濾波器濾波電容上電壓使逆變器工作在電壓源模式。LC 型的控制框圖如圖。電容輸出電壓 uc與輸入電壓 ui 以及負(fù)載電流il 的關(guān)系式如式：將負(fù)載電流 il 當(dāng)做擾動處理，得出電容電壓 uc 到輸入電壓 ui 環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)：作出上式波特圖，圖中可看出LC 型濾波器的系統(tǒng)為一個典型的二階系統(tǒng)，在諧振頻率處也存在一個很大的諧振峰，在諧振頻率處，系統(tǒng)的相位裕度大大降低。逆變器電壓電流雙環(huán)控制根據(jù)電流內(nèi)環(huán)控制對象不同，一般可以分為：電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)控制和電壓外環(huán)電容

7、電流內(nèi)環(huán)控制。3 雙環(huán)控制方案中的電流內(nèi)環(huán)用來增大系統(tǒng)的帶寬，提高系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)水平，電壓外環(huán)來保證電壓質(zhì)量。 為電壓指令信號，為電壓誤差信號， 內(nèi)環(huán)電感電流指令信號，為電流誤差信號，為調(diào)制控制信號，為濾波電感電流，為濾波電容電流，為負(fù)載電流， 為輸出電壓， L 為濾波電感量，r 為等效電阻，C為濾波電容量，G1(s) 為電壓調(diào)節(jié)器，G2(s) 為電流調(diào)節(jié)器。Figure 21 電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)上圖所示控制方案可以在電流內(nèi)環(huán)指令值處增加限幅環(huán)節(jié)對開關(guān)管進(jìn)行限流保護(hù)。但是，由于負(fù)載電流擾動在電流內(nèi)環(huán)之外，這削弱了其抗負(fù)載擾動的能力。因此可在方案中增加負(fù)載電流前饋控制來提高逆變器的抗擾動能力。

8、a 為前饋系數(shù)，當(dāng)其取值為 1 時(shí)，相當(dāng)于電壓外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)控制，控制框圖如圖所示。電容電流內(nèi)環(huán)不能對逆變器提供限流保護(hù)，實(shí)際應(yīng)用中須增加額外的措施來對逆變器進(jìn)行過流保護(hù)，這增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性。Figure 22 電壓外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)完成后，需要對控制器參數(shù)進(jìn)行整定。工程上，系統(tǒng)的參數(shù)整定有多種方法，本設(shè)計(jì)中采用極點(diǎn)配置法。極點(diǎn)配置法的主要思想是：若已知某系統(tǒng)的模型或者傳遞函數(shù)，通過引入某種控制器，使該系統(tǒng)的閉環(huán)極點(diǎn)能夠移動到指定的位置，從而改善系統(tǒng)的動態(tài)性能。不同性質(zhì)的負(fù)載時(shí)控制框圖不同4對于雙環(huán)控制系統(tǒng)應(yīng)從其內(nèi)環(huán)開始進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)。內(nèi)環(huán)電流環(huán)控制的主要目的是使系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定

9、性，并且具有較快的動態(tài)響應(yīng)。忽略并網(wǎng)電流，采用瞬時(shí)電壓電流雙環(huán)控制的 SPWM 并網(wǎng)逆變器電流內(nèi)環(huán)的結(jié)構(gòu)如下圖所示：未加入校正環(huán)節(jié)前的開環(huán)傳函為：開關(guān)管等效一階慣性環(huán)節(jié)為： ，表示橋路等效增益，TI為電流采樣時(shí)間常數(shù)。由于 SPWM 開關(guān)頻率較高，Tpwm很小，因此可以將其忽略。開環(huán)傳遞函數(shù)可以等效為：電流環(huán)的作用是提高逆變器的動態(tài)響應(yīng)，并具有限制輸出電流的能力，提高系統(tǒng)的可靠性，采用PI調(diào)節(jié)器。 電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為： 按照型系統(tǒng)設(shè)計(jì)電流內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié)器。當(dāng) 時(shí)（為電流環(huán)截止頻率），可令：則：對于典型系統(tǒng)，可設(shè)計(jì)適當(dāng)?shù)闹蓄l帶寬h。中頻寬是衡量二型系統(tǒng)性能指標(biāo)的一個非常重要的參數(shù)。為了使系統(tǒng)有良好

10、的動態(tài)性能，希望系統(tǒng)的幅頻特型曲線以-20d B/dec 穿過0d B 線。中頻寬 h 表示了二型系統(tǒng)的幅頻特性曲線以-20d B 斜率下降的寬度，其值為： 工程上常取h=5。根據(jù)“震蕩指標(biāo)法”，對于二型系統(tǒng)，在 h 的值一定的情況下，只有一個確定的參數(shù) K，使得其閉環(huán)參數(shù)的幅頻特性為最小峰值，其表達(dá)式為： 可求得： 為了保證電流環(huán)能夠?qū)χC波進(jìn)行較好的抑制，電流環(huán)的開環(huán)轉(zhuǎn)折頻率應(yīng)小于 SPWM 開關(guān)頻率的 1/5 ，并且對基波有較大的增益，轉(zhuǎn)折頻率要大于基波頻率的 10 倍。閉環(huán)傳遞函數(shù)中分母中的高次項(xiàng)的系數(shù)很小，為了便于電壓外環(huán)參數(shù)設(shè)計(jì)，在此將其忽略不計(jì)，帶入?yún)?shù)后，電流環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù)可以

11、化簡為： 對電壓外環(huán)校正的主要目的是使系統(tǒng)在低頻段有較高增益，以減小系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差，并且能夠抑制擾動，因此采用比例積分控制器進(jìn)行校正。將電流環(huán)化簡后，電壓環(huán)的結(jié)構(gòu)如下圖所示：其開環(huán)傳遞函數(shù)為： 式中 為電壓采樣時(shí)間常數(shù)， 分別為 PI 調(diào)節(jié)器的比例和積分參數(shù)。 這里設(shè)電壓采樣頻率與電流采樣頻率相同，考慮到電壓采樣的慣性時(shí)間和電流環(huán)等效慣性環(huán)節(jié)的時(shí)間常數(shù)都很小，因此電壓外環(huán)開環(huán)傳遞函數(shù)可以化簡為：比照典型二型系統(tǒng)傳遞函數(shù)：對應(yīng)有： 中頻寬度越寬，系統(tǒng)的超調(diào)量越小，但是其動態(tài)降落、回復(fù)時(shí)間等動態(tài)抗干擾性能降低。一般工程設(shè)計(jì)時(shí)取折中值，即 h=5。據(jù)“震蕩指標(biāo)法”，對于二型系統(tǒng)，在 h 的值一定的情況

12、下，只有一個確定的參數(shù) K，使得其閉環(huán)參數(shù)的幅頻特性為最小峰值，其表達(dá)式為： 最終可求得： 最終形成控制框圖：文獻(xiàn)52.2.3 濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)LC 濾波器的截止頻率為：2.3 LCL濾波器2.3.1 LCL濾波器數(shù)學(xué)模型7這里選擇L1電感電流，電容C2電壓以及并網(wǎng)電感L2上的電流為狀態(tài)變量，在三相平衡的情況下列出 A、B、C 三相的狀態(tài)方程為:則dq坐標(biāo)下的數(shù)學(xué)模型為：所示的 LCL 濾波器的在 dq 坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。旋轉(zhuǎn) 3/2 變換在系統(tǒng)的 d 軸和 q 軸之間引入了強(qiáng)耦合，d、q 軸電流除受控制量ud和uq影響外，還受耦合電壓L1iq 、L2 iq 、L1id 、L2id 和耦合電流

13、C 2ucq、C 2ucd以及電網(wǎng)電壓usd 、usq 的影響。如果不對 d 軸和 q 軸進(jìn)行解耦控制，采用電流閉環(huán)控制時(shí) d 軸和 q 軸的電流指令跟蹤效果不是很理想。根據(jù)圖所示的系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖可以推得并網(wǎng)輸出電流I2同逆變橋輸出Uk以及電網(wǎng)電壓Us的控制結(jié)構(gòu)框圖如下：根據(jù)圖所示的濾波器控制結(jié)構(gòu)圖，可以推導(dǎo)出并網(wǎng)電流I2與逆變橋輸出Uk之間的傳遞函數(shù)為：由公式可見，這是一個雙輸入，單輸出的三階線性系統(tǒng)，選取濾波電感L1，并網(wǎng)電感L2電流以及濾波電容電壓Uc 為狀態(tài)變量,Us作為系統(tǒng)的輸入，其中將Us作為系統(tǒng)的一個擾動輸入量。 將Us當(dāng)成擾動輸入時(shí)，可以得到并網(wǎng)電流I2與逆變橋輸出電壓Uk之間

14、的傳遞函數(shù)為：將逆變橋輸出Uk當(dāng)成擾動輸入時(shí)，可以得到并網(wǎng)電流I2與電網(wǎng)電壓Us 之間的傳遞函數(shù)為：2.3.2 控制器設(shè)計(jì)8-9采用并網(wǎng)電流 i2 單環(huán)控制，其控制框圖如圖，其傳遞函數(shù)如式：使用 MATLAB 作出基于并網(wǎng)電流i2 單環(huán)的閉環(huán)根軌跡圖。從圖中看出，基于并網(wǎng)電流 i2單環(huán)控制的根軌跡大部分都分布在右半平面，只有一小部分分布在左半平面，當(dāng)系統(tǒng)增益增大時(shí)，很容易就會造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定。這種不穩(wěn)定是由于 LCL 型濾波器的諧振峰造成的，要使得系統(tǒng)穩(wěn)定，必須對諧振峰進(jìn)行抑制抑制 LCL 型濾波器諧振峰的方法主要分為無源阻尼和有源阻尼兩種。通過在電容通路中引入阻尼電阻 Rd 來抑制諧振峰為無

15、源阻尼；通過控制算法引入新的反饋量來達(dá)到抑制諧振峰為有源阻尼。采用無源阻尼的系統(tǒng)框圖如圖所示，忽略比例積分控制器中的積分環(huán)節(jié)，其傳遞函數(shù)為：Figure 23帶無源阻尼的基于并網(wǎng)電流 i2單環(huán)控制框圖在電容回路加入阻尼電阻后，基于并網(wǎng)電流 i2單閉環(huán)的閉環(huán)極點(diǎn)在左半平面的分布要明顯多于未引入阻尼電阻時(shí)的情況。當(dāng)系統(tǒng)增益 Kp 配置的合適時(shí)，開環(huán)極點(diǎn)位于左半平面，系統(tǒng)能夠穩(wěn)定工作。但無源阻尼還存在著一些缺點(diǎn)，當(dāng)逆變器的電壓或功率等級較高時(shí)，阻尼電阻會嚴(yán)重增加系統(tǒng)損耗，影響系統(tǒng)效率，需要強(qiáng)制冷卻。而有源阻尼則不存在這些缺點(diǎn)，有源阻尼是通過控制算法消除系統(tǒng)的諧振峰，不會增加系統(tǒng)損耗，典型的方法是采用

16、并網(wǎng)電流 i2 外環(huán)電容電流 ic 內(nèi)環(huán)雙環(huán)控制法，其控制框圖如圖：Figure 24基于并網(wǎng)電流 i2外環(huán)電容電流 ic內(nèi)環(huán)雙環(huán)控制策略可以推導(dǎo)出基于并網(wǎng)電流 i2外環(huán)電容電流 ic 內(nèi)環(huán)雙環(huán)控制的傳遞函數(shù)如：選擇合適的外環(huán)比例節(jié)分系數(shù)和內(nèi)環(huán)比例參數(shù)、主電路參數(shù)一起代入到式中，得到其閉環(huán)根軌跡。 從根軌跡可知，基于雙電流環(huán)控制的三相 LCL 型濾波器的根軌跡有一大部分分布在左半平面，系統(tǒng)具有一定的相位裕度。在合理選擇控制器參數(shù)的情況下，基于雙電流環(huán)的控制策略能夠使系統(tǒng)穩(wěn)定。2.3.3 濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)在設(shè)計(jì)濾波器時(shí)要考慮的因素較多，給設(shè)計(jì)帶來了一定的難度，因此在設(shè)計(jì)時(shí)嚴(yán)格按以下要求：(1)電容

17、無功功率最大不能超過額定功率的10%；電容 C 的作用是濾除高頻分量，即保證電流的高頻分量從電容上流過而不流入電網(wǎng)，因此，一般要求電容的阻抗不能太大，一般取:其中Xc 、X L2 分別為電容 C 和電感L2 在開關(guān)頻率下的阻抗。 如果電容取值太小，將導(dǎo)致Xc 過大，會導(dǎo)致更多的諧波電流注入電網(wǎng)，使得并網(wǎng)電流畸變；而電容取值過大，則導(dǎo)致Xc 過小，電容將產(chǎn)生過多的無功電流，使整個系統(tǒng)的效率降低。因此，為了提高逆變器的效率，使系統(tǒng)的功率因數(shù)接近為 1，通常規(guī)定濾波電容的基波無功功率在系統(tǒng)額定有功功率的 5%以內(nèi)，即:(2)電感電壓必須小于限制值的10%； (3)諧振頻率應(yīng)該大于10倍的電壓頻率，小

18、于0.5倍的開關(guān)頻率，防止逆變器在工作頻率發(fā)生諧振； 將電網(wǎng)電壓v2 短路，可以得到并網(wǎng)電流i2對逆變器側(cè)電壓v1的轉(zhuǎn)移阻抗為:同理可得，將逆變器側(cè)電壓v1 短路，可以得到并網(wǎng)電流i2對電網(wǎng)電壓v2 的阻抗為:從計(jì)算結(jié)果可得，LCL 型濾波器的傳遞函數(shù)存在兩個諧振峰值，由于諧振峰的存在，會放大諧波，使系統(tǒng)發(fā)生震蕩，甚至可能失去穩(wěn)定性，所以在設(shè)計(jì) LCL濾波器的時(shí)要盡量避開逆變器的敏感頻率，系統(tǒng)才能夠穩(wěn)定運(yùn)行，并且還有較好的帶寬。綜合考慮諧波出現(xiàn)較少的頻段，得出：其中fb為基波頻率，fs 為開關(guān)頻率。(4)為了使系統(tǒng)有較好的穩(wěn)定性和動態(tài)性，阻尼因數(shù)不能太小。3 參考文獻(xiàn)參考文獻(xiàn)1 鐘誠. 微電網(wǎng)中并網(wǎng)逆變器控制策略研究D. 出版地不詳: 湖北工業(yè)大學(xué), 2011.2 佚名. 三相并網(wǎng)_獨(dú)立雙模式逆變器并_脫網(wǎng)控制研究_劉潤彪J. 刊名缺失, 出版年缺失, 卷缺失(期缺失): 頁碼范圍缺失.3 王多平. 三相光伏并網(wǎng)逆變器的控制技術(shù)研究_王多平D. 出版地不詳: 華中科技大學(xué), 2012