淺論兩種優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式在高頻SVPWM逆變電源中的應(yīng)用

1、淺論兩種優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式在高頻SVPWM逆變電源中的應(yīng)用            摘要：針對(duì)數(shù)字化高頻空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）逆變電源的特殊要求，對(duì)SVPWM算法進(jìn)行了改進(jìn)，并提出兩種適用于高頻SVPWM算法的優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式。最后分別采用純軟件方法和硬件結(jié)合DSP內(nèi)部空間矢量PWM集成硬件的混合方法，來(lái)實(shí)現(xiàn)兩種優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式在一高頻SVPWM逆變電源樣機(jī)中的應(yīng)用。該樣機(jī)采用TMS320LF2407A構(gòu)成的最小控制系統(tǒng)，可輸出01000Hz連續(xù)可調(diào)的三相交流電。 關(guān)鍵詞：高頻；逆變

2、器；電壓空間矢量；數(shù)字信號(hào)處理器；開(kāi)關(guān)損耗引言現(xiàn)代化工業(yè)生產(chǎn)中高速電機(jī)和超高速電機(jī)被廣泛應(yīng)用于諸如高速機(jī)床，渦輪分子泵，離心機(jī)，壓縮機(jī)，飛輪貯能以及小型發(fā)電設(shè)備等工業(yè)領(lǐng)域。為使一臺(tái)電機(jī)的轉(zhuǎn)速達(dá)到60000r/min，逆變器必須提供至少1000Hz基頻的交流電。目前，國(guó)內(nèi)在高頻逆變器領(lǐng)域的研究中，主要還是采用正弦脈寬調(diào)制（SPWM）技術(shù)1。近年來(lái)出現(xiàn)了在正弦波中注入零序信號(hào)的非正弦脈寬調(diào)制技術(shù)。電壓空間矢量脈寬調(diào)制技術(shù)（SVPWM）即是在正弦波中注入適當(dāng)?shù)娜沃C波的非正弦調(diào)制技術(shù)，它的線(xiàn)性調(diào)制度較SPWM高15，而且輸出諧波小。由于空間矢量控制實(shí)時(shí)算法含多個(gè)乘法運(yùn)算和矩陣運(yùn)算，而使運(yùn)算量大，所以

3、，對(duì)CPU的運(yùn)算速度和數(shù)據(jù)處理技術(shù)要求就更高。為實(shí)現(xiàn)SVPWM的在線(xiàn)運(yùn)算，有人采用雙CPU，雙口RAM并行工作的原理，這樣雖然高速性很好，但用兩片CPU明顯提高了設(shè)計(jì)難度和成本；而且在高頻數(shù)字化控制領(lǐng)域，上述結(jié)構(gòu)中CPU的數(shù)據(jù)交換和處理速度也將無(wú)法滿(mǎn)足要求。本文針對(duì)全數(shù)字化高頻SVPWM逆變電源對(duì)高速性、實(shí)時(shí)性、可靠性的要求，首先，改進(jìn)了SVPWM算法，然后，在總結(jié)SVPWM開(kāi)關(guān)模式后，提出了兩種適合于高頻SVPWM算法的優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式，并在由TI公司高性能數(shù)字信號(hào)處理器TMS320LF2407A組成的頻逆變數(shù)字控制系統(tǒng)中給予實(shí)現(xiàn)，同時(shí)進(jìn)行了對(duì)比研究。1 SVPWM的算法改進(jìn)及兩種優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式對(duì)

4、于三相電壓源型逆變器的6個(gè)開(kāi)關(guān)管，用“1”和“0”分別代表上下橋臂的開(kāi)、關(guān)狀態(tài)，則開(kāi)關(guān)信號(hào)共有8種組合，U1（100），U2（110），U3（010），U4（011），U5（001），U6（101），以及U0（000）和U7（111）。這8種組合，在復(fù)平面上，分別產(chǎn)生8種電壓向量，如圖1所示。其中U0及U7為零向量，6個(gè)非零向量構(gòu)成了圖中的六邊形，并將六邊形分為6個(gè)扇區(qū)。圖中所示六邊形內(nèi)切圓和略小的同心圓分別表示SVPWM和SPWM的直流電壓利用率。空間電壓矢量法即是通過(guò)選取同一扇區(qū)中相鄰兩個(gè)非零矢量和適當(dāng)?shù)牧闶噶縼?lái)合成一個(gè)等效的空間旋轉(zhuǎn)電壓矢量Uref（該電壓向量在空間上理想軌跡是一個(gè)圓），

5、調(diào)控Uref的頻率、幅值和相位，即可實(shí)現(xiàn)逆變器輸出電壓頻率、幅值和相位的控制。設(shè)T1及T2分別為同一扇區(qū)兩相鄰非零向量UX及UX±1，在同一個(gè)采樣周期中對(duì)應(yīng)的作用時(shí)間，T0為零向量作用時(shí)間，由SVPWM的原理可得式（1）。圖4 兩種不對(duì)稱(chēng)的優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式TPWMUref=T1UXT2UX±1T0(UoorU7) (1)對(duì)式（1），文獻(xiàn)2給出T1，T2和T0的解，如式（2）。1 2 3 4 5 下一頁(yè)         式中：0/3，為Uref與A（或

6、D）軸的夾角；T1T2T0=T=TPWM，為控制周期；m為調(diào)制度。這種解法在Uref的幅值和相位已知條件下，可以精簡(jiǎn)控制算法，但在電機(jī)控制算法中，比如常用的轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向控制或氣隙磁場(chǎng)定向控制中，電壓的給定量Ud，UqT通常是由電流內(nèi)環(huán)id及iq通過(guò)電流調(diào)節(jié)器，或是文獻(xiàn)3中所述，直接對(duì)id及iq進(jìn)行定子電壓解耦得到，而此時(shí)再用以上求解算法需先把給定量轉(zhuǎn)換為Uref的向量表達(dá)式，這將會(huì)加大指令開(kāi)銷(xiāo)，不利于快速實(shí)時(shí)控制，所以，有必要對(duì)式（1）的求解方法進(jìn)行改進(jìn)。設(shè)D及Q為固定于定子的坐標(biāo)軸系，且D軸與電機(jī)A軸重合，Q軸超前D軸90°。通過(guò)式（3）可以進(jìn)行磁勢(shì)不變的坐標(biāo)變換，得到對(duì)應(yīng)于U1U

7、66個(gè)非零向量在D及Q坐標(biāo)軸系上的表示，即U1對(duì)應(yīng)S1（2/3，0），U2對(duì)應(yīng)S2（1/3，1/）等，如圖1中所示。由式（1）及式（3）可以得到一種求T1，T2和T0的新方程組式（4）。對(duì)于式（4），在軟件中的求解是根據(jù)SX，SX±1所在的扇區(qū)數(shù)S（S=0，1，2，3，4，5）作一個(gè)關(guān)于SX，SX±11的長(zhǎng)度為24（每扇區(qū)4個(gè)）的表格，存入DSP的程序存儲(chǔ)器，在程序運(yùn)行中進(jìn)行查表計(jì)算，這樣可以方便快速地進(jìn)行矩陣運(yùn)算，而且運(yùn)算量小，速度快，適合于高頻逆變電源的控制要求。此外，無(wú)論電機(jī)采用經(jīng)典的V/F控制還是采用先進(jìn)的轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)定向控制等，都可采用此改進(jìn)算法。由式（4）可知，只要

8、各向量的開(kāi)關(guān)時(shí)間滿(mǎn)足T1，T2和T0的關(guān)系，即可實(shí)現(xiàn)電壓空間矢量脈寬調(diào)制技術(shù)，對(duì)于開(kāi)關(guān)狀態(tài)的先后順序及起點(diǎn)時(shí)間并無(wú)限制，這就為減少開(kāi)關(guān)動(dòng)作次數(shù)和減少諧波的優(yōu)化控制提供了可能。圖2列出了所有可能的空間矢量開(kāi)關(guān)狀態(tài)變化圖，每個(gè)箭頭表示一個(gè)開(kāi)關(guān)動(dòng)作。例如，從開(kāi)關(guān)狀態(tài)S0變到S1，至少需要1次開(kāi)關(guān)動(dòng)作，而從S1到S4則至少需要3次的開(kāi)關(guān)動(dòng)作。采用適當(dāng)?shù)拈_(kāi)關(guān)模式可以減少每個(gè)采樣周期內(nèi)的開(kāi)關(guān)動(dòng)作次數(shù)，降低開(kāi)關(guān)損耗，減小開(kāi)關(guān)管的溫升，從而保證高頻逆變電源的安全運(yùn)行。經(jīng)過(guò)對(duì)比研究，可得出結(jié)論：優(yōu)化的空間矢量開(kāi)關(guān)模式在任意兩相鄰空間矢量轉(zhuǎn)換中只有一次開(kāi)關(guān)動(dòng)作。圖3及圖4分別給出了扇區(qū)1中對(duì)稱(chēng)和不對(duì)稱(chēng)的SVPWM

9、優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式。它們的共同點(diǎn)是：在模式1的一個(gè)采樣周期中同時(shí)用到了S0和S7兩個(gè)零向量；而模式2只用到一個(gè)零向量，即S0或S7。圖3中的模式1在一個(gè)采樣周期中，3個(gè)橋臂有6次開(kāi)關(guān)動(dòng)作；該開(kāi)關(guān)序列在加入死區(qū)后，仍是對(duì)稱(chēng)的。模式2在一個(gè)采樣周期中，3個(gè)橋臂只有4次開(kāi)關(guān)動(dòng)作，開(kāi)關(guān)損耗只有第一種的67；但該開(kāi)關(guān)序列在加入死區(qū)后是不對(duì)稱(chēng)的，會(huì)增加諧波分量。同理分析，圖4中的兩種模式較之圖3中上一頁(yè)  1 2 3 4 5 下一頁(yè)         的兩種模式，開(kāi)

10、關(guān)次數(shù)均減少了一半，但由于它們是不對(duì)稱(chēng)的脈沖模式，在輸出電流中會(huì)造成較大的諧波含量，從而增大脈動(dòng)轉(zhuǎn)矩，使電機(jī)在高速運(yùn)行時(shí)劇烈振動(dòng)，會(huì)引起諸多不安全因素。所以，在高頻SVPWM逆變電源中，圖3所示的兩種優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式是其首選開(kāi)關(guān)模式。以下將對(duì)之進(jìn)行實(shí)驗(yàn)分析。2 高頻SVPWM逆變器的設(shè)計(jì)2.1 硬件設(shè)計(jì)高頻逆變電源要求控制器能夠在最短的時(shí)間內(nèi)，完成全部控制運(yùn)算。對(duì)各種單片機(jī)和DSP的性能進(jìn)行比較篩選后，本文設(shè)計(jì)的逆變器數(shù)控系統(tǒng)采用TI公司DSP24x系列的最新成員TMS320LF2407A。該芯片具有同類(lèi)DSP中最優(yōu)越的一些性能，只需一片TMS320LF2407A即可實(shí)現(xiàn)高頻SVPWM逆變電源數(shù)字

11、控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。在TMS320LF2407A時(shí)鐘輸入引腳上接20MHz晶振，后經(jīng)內(nèi)部鎖相環(huán)倍頻后得40MHz時(shí)鐘頻率，這樣指令執(zhí)行周期可縮為25ns，較C240DSP速度整整提高了1倍。另外，TMS320LF2407A還具有外部集成度更高，程序存儲(chǔ)器更大，A/D轉(zhuǎn)換速度更快的特點(diǎn)，且其獨(dú)特的空間矢量PWM波形產(chǎn)生電路，更為完成高頻SVPWM算法提供了方便，同時(shí)可使數(shù)字控制系統(tǒng)最小化。對(duì)于輸出頻率為1000Hz的逆變器，開(kāi)關(guān)頻率至少要在20kHz以上，但是開(kāi)關(guān)頻率過(guò)高又會(huì)給DSP的運(yùn)算及A/D轉(zhuǎn)換帶來(lái)壓力。另外，死區(qū)時(shí)間在理想脈寬中所占的比例過(guò)大，對(duì)調(diào)制線(xiàn)性度也會(huì)造成不良影響，經(jīng)權(quán)衡，本系統(tǒng)控制

12、周期取為23.8s，這樣采用優(yōu)化模式1時(shí)的開(kāi)關(guān)頻率為6的倍數(shù)42kHz，而采用優(yōu)化模式2，開(kāi)關(guān)頻率僅為28kHz。普通的IGBT已經(jīng)無(wú)法承受這么高的開(kāi)關(guān)頻率，所以，逆變器主電路采用分立MOSFET(IRFPC60)組成的三相橋式電路結(jié)構(gòu)。為實(shí)現(xiàn)高頻信號(hào)驅(qū)動(dòng)，和最大地簡(jiǎn)化電路，硬件設(shè)計(jì)中除了采用貼片式DSP外，還采用IR公司的高壓浮動(dòng)MOS柵極驅(qū)動(dòng)芯片IR2130。圖5為逆變器系統(tǒng)示意圖。實(shí)際工作時(shí)，DSP在每個(gè)控制周期中經(jīng)A/D采樣頻率給定信號(hào)后，根據(jù)V/F控制原理和改進(jìn)的SVPWM算法，選擇優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式，來(lái)產(chǎn)生6路PWM信號(hào)，經(jīng)高速光耦隔離后送IR2130驅(qū)動(dòng)6個(gè)MOS管來(lái)帶動(dòng)一個(gè)三相感性負(fù)

13、載工作。IR2130為單電源15V工作；可直接驅(qū)動(dòng)600V高壓系統(tǒng)；自帶硬件死區(qū)和欠壓鎖定功能與過(guò)流保護(hù)功能；通過(guò)外圍自舉電路，可同時(shí)驅(qū)動(dòng)3個(gè)橋臂的6個(gè)MOS管。注意到采用圖3所示優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式2時(shí)，生成的PWM波中會(huì)出現(xiàn)一段長(zhǎng)時(shí)間導(dǎo)通或關(guān)斷的脈沖信號(hào)，這就要求IR2130的自舉電容能夠提供足夠大的驅(qū)動(dòng)電荷，否則，將無(wú)法驅(qū)動(dòng)高端MOS管。自舉電容所需的最小電容值，可由式（5）計(jì)算。式中：Qg為高端器件柵極電荷；f為工作頻率；</P上一頁(yè)  1 2 3 4 5 下一頁(yè)     

14、60;   >Iqbs(max)為高端驅(qū)動(dòng)電路最大靜態(tài)電流；Icbs(leak)為自舉電容漏電流；Qls為每個(gè)周期內(nèi)，電平轉(zhuǎn)換電路中的電荷要求；Vcc為芯片供電電壓；Vf為自舉二極管正向壓降；Vls為低端器件壓降或高端負(fù)載壓降。圖7 控制系統(tǒng)仿真模型經(jīng)計(jì)算并取安全余量后，采用4.7F的CBB電容作為自舉電容。電路設(shè)計(jì)中考慮高頻逆變器的安全運(yùn)行，還通過(guò)DSP的信號(hào)采集，進(jìn)行過(guò)、欠壓，過(guò)流，過(guò)溫等保護(hù)電路的設(shè)計(jì)。硬件系統(tǒng)采用TOPSwitch反激式電源，分別為控制電路，驅(qū)動(dòng)電路，保護(hù)電路提供5V，±15V等5路相互隔離的輔助電源。2.2 軟件設(shè)計(jì)在軟件

15、編寫(xiě)中，根據(jù)高頻逆變電源的控制要求，全部采用編譯效率最高的匯編語(yǔ)言，這樣可更有效地利用TMS320LF2407A的高速數(shù)據(jù)處理能力。同時(shí)，軟件中盡量使用240x系列DSP的復(fù)合指令，如MPYA，SPAC，LTS，DMOV等，以最大程度地精簡(jiǎn)程序，減小DSP運(yùn)算量。以下將結(jié)合改進(jìn)的SVPWM算法，分別對(duì)兩種開(kāi)關(guān)優(yōu)化模式進(jìn)行編程。2.2.1 優(yōu)化模式1的純軟件波形生成法該法從開(kāi)關(guān)時(shí)間參數(shù)的計(jì)算到輸出向量的選取，全部采用軟件實(shí)現(xiàn)。軟件由三部分組成，即主程序，定時(shí)器周期中斷子程序和保護(hù)中斷子程序。主程序負(fù)責(zé)各種初始化工作；保護(hù)子程序完成故障監(jiān)控和故障處理功能。程序主體為定時(shí)器周期中斷子程序，負(fù)責(zé)完成S

16、VPWM的改進(jìn)算法及模式1的PWM波輸出。程序流程圖如圖6所示。2.2.2 優(yōu)化模式2的混合波形生成法為實(shí)現(xiàn)優(yōu)化模式2的開(kāi)關(guān)動(dòng)作，可利用TMS320LF2407A內(nèi)部極大簡(jiǎn)化的電壓空間矢量PWM波形產(chǎn)生硬件電路，即軟件結(jié)合集成硬件的混合波形生成法。在軟件中只要對(duì)上一頁(yè)  1 2 3 4 5 下一頁(yè)         相應(yīng)的控制寄存器進(jìn)行設(shè)置即可。必須添加的步驟如下：設(shè)置COMCONA寄存器使DSP工作于空間矢量PWM模式；查表并將每個(gè)控制周期中初始

17、向量（UX）的開(kāi)啟方式寫(xiě)入到ACTRA.1412位中，如U1的寫(xiě)入值為（100）；將“1”（“1”表示參考向量Uref為順時(shí)針旋轉(zhuǎn)，“0”表示Uref為逆時(shí)針旋轉(zhuǎn)）寫(xiě)入ACTRA.15中；最后將T1/2寫(xiě)入到CMPR1寄存器，將（T1T2）/2寫(xiě)入到CMPR2寄存器。這樣，空間矢量PWM波形產(chǎn)生硬件電路將根據(jù)初始向量和參考向量的旋轉(zhuǎn)方向，自動(dòng)選擇模式2所示的優(yōu)化開(kāi)關(guān)組合。3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析為驗(yàn)證本文提出的SVPWM改進(jìn)算法和兩種優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式的實(shí)際效果，首先進(jìn)行了MATLAB仿真驗(yàn)證?？刂葡到y(tǒng)仿真模型如圖7所示。由于數(shù)字化SVPWM逆變器模型實(shí)為一個(gè)離散控制系統(tǒng)，所以采用MATLAB中的S函數(shù)編程

18、，來(lái)模擬SVPWM離散算法，只要改變S函數(shù)輸出向量的時(shí)間和順序就可分別實(shí)現(xiàn)兩種優(yōu)化開(kāi)關(guān)模式的控制仿真，圖7中cqc模塊為S函數(shù)模塊。圖8及圖9分別為感性負(fù)載下兩種優(yōu)化模式在1000Hz輸出時(shí)的仿真波形。其中uan及ubn為經(jīng)過(guò)一階RC濾波后的相電壓波形，uab為RC濾波后的線(xiàn)電壓波形，isa為對(duì)應(yīng)電流波形。由仿真波形可見(jiàn)，采用開(kāi)關(guān)優(yōu)化模式1時(shí)，相電壓為典型的馬鞍波形，其對(duì)應(yīng)的線(xiàn)電壓、線(xiàn)電流諧波含量很小，不過(guò)在一個(gè)采樣周期中開(kāi)關(guān)次數(shù)較多。而采用優(yōu)化模式2時(shí)，相電壓中出現(xiàn)了微小畸變，使得輸出線(xiàn)電流諧波含量增加，但是它的開(kāi)關(guān)損耗僅為前面的67，這將有利于高頻逆變器向更高的控制頻率發(fā)展?？梢?jiàn)二者各有優(yōu)缺點(diǎn)。圖10及圖11為在TMS320LF2407A最小控制系統(tǒng)下的實(shí)驗(yàn)波形，可見(jiàn)與仿真波形相似。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)設(shè)計(jì)輸出功率為2000V·A，輸入是220V，50Hz單相交流電,輸出為可在0到1000Hz連續(xù)變化的三相交流電。由于IR2130自帶2s的死區(qū)，使得模式2的PWM波形不再具有對(duì)稱(chēng)性，這導(dǎo)致了實(shí)驗(yàn)中輸出相電壓馬鞍波形畸變得更大些。但從線(xiàn)電壓，線(xiàn)電流上看，兩種方法所輸出的波形均具有很高的正弦性。另外，經(jīng)過(guò)計(jì)算可知，改進(jìn)SVPWM算法后，采用