連續(xù)調(diào)制模式功率因數(shù)校正器的設(shè)計(jì)

1、連續(xù)調(diào)制模式功率因數(shù)校正器的設(shè)計(jì)        摘要：介紹了有源功率因數(shù)校正的工作原理及實(shí)現(xiàn)方法，并針對(duì)各種校正技術(shù)的特點(diǎn)進(jìn)行了對(duì)比分析。之后著重分析了工作于連續(xù)調(diào)制模式下的升壓型有源功率因數(shù)校正技術(shù)，并提供了完整的設(shè)計(jì)方案。實(shí)驗(yàn)表明應(yīng)用該方案設(shè)計(jì)的功率因數(shù)校正電路可以穩(wěn)定地將功率因數(shù)提高到0.99以上，并將總諧波失真降至10以下。最后給出了實(shí)驗(yàn)的數(shù)據(jù)及部分波形。 0    引言     傳統(tǒng)的從220V交流電網(wǎng)通過(guò)不控整流獲取直流電壓的方法在電力電子技術(shù)

2、中取得了極為廣泛的應(yīng)用，其優(yōu)點(diǎn)在于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低、可靠性高。但這種不控整流使得輸入電流波形發(fā)生嚴(yán)重畸變，呈位于電壓峰值附近的脈沖狀，其中含有大量的諧波成分。一方面對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重的污染，干擾其他電子設(shè)備的正常工作；另一方面也大大降低了整個(gè)電路的功率因數(shù)，通常僅能達(dá)到0.50.7。     解決這一問(wèn)題的辦法就是對(duì)電流脈沖的高度進(jìn)行抑制，使電流波形盡量接近正弦波，這一技術(shù)即為功率因數(shù)校正（Power Factor Correction）。功率因數(shù)（PF）是指有功功率（P）與視在功率（S）的比值，即：     PF=×cos=c

3、os 所以，功率因數(shù)可以定義為電流失真系數(shù)（）和相移因數(shù)（cos）的乘積。     功率因數(shù)校正技術(shù)，從其實(shí)現(xiàn)方法上來(lái)講，就是使電網(wǎng)輸入電流波形完全跟蹤電網(wǎng)輸入電壓波形，使得輸入電流波形為正弦波(=1)，且和電壓波形同相位（cos=1）。在理想情況下，可將整流器的負(fù)載等效為一個(gè)純電阻，此時(shí)的PF值為1。     功率因數(shù)校正技術(shù)大致可以分為無(wú)源和有源兩種，考慮到無(wú)源PFC的體積龐大且性能較差，因此本文只針對(duì)有源功率因數(shù)校正（APFC）技術(shù)做一些方法性的探討。 1    APFC技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方法及其特點(diǎn) 1.

4、1    APFC電路的基本結(jié)構(gòu) 1.1.1    降壓式     如UC3871，因其噪聲大，濾波困難，功率開(kāi)關(guān)管上的電壓應(yīng)力大，控制驅(qū)動(dòng)電平易浮動(dòng)，故很少被采用。     如TDA4815、TDA4818，須用兩個(gè)功率開(kāi)關(guān)管，其中一個(gè)功率開(kāi)關(guān)管上的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)浮動(dòng)，電路復(fù)雜，故較少被采用。 1.1.3    反激式     如ML4813，輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡(jiǎn)單電壓型控制，適用于150W以

5、下小功率的應(yīng)用場(chǎng)合。 1.1.4    升壓式     此方法被廣泛采用，其特點(diǎn)為簡(jiǎn)單電流型控制，PF值高，THD小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。適用于752000W功率范圍的應(yīng)用場(chǎng)合，應(yīng)用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點(diǎn)：電路中的電感L適用于電流型控制；由于升壓型APFC的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容C上保持高電壓，所以電容C的體積小、儲(chǔ)能大；在整個(gè)交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；輸入電流連續(xù)，并且在A(yíng)PFC開(kāi)關(guān)瞬間輸入電流小，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止電壓、電流的瞬變，提高了電路的可靠性。 1.2  &

6、#160; APFC電路中輸入電流的控制原理 1.2.1    平均電流型     如ML4832、UC3854，工作頻率恒定，采用連續(xù)調(diào)制模式（CCM），工作波形如圖1所示。這種控制方式的優(yōu)點(diǎn)是恒頻控制；工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開(kāi)關(guān)管電流有效值小、EMI濾波器體積??；能抑制開(kāi)關(guān)噪聲；輸入電流波形失真小。主要缺點(diǎn)是控制電路復(fù)雜；須用乘法器和除法器；須檢測(cè)電感電流；需電流控制環(huán)路。 圖1    平均電流型 1.2.2    峰值電流型     如M

7、L4831、MC34262，工作頻率恒定，CCM，工作波形如圖2所示。 圖2    峰值電流型 1.2.3    滯后電流型     如CS3810，工作頻率可變，CCM，電流達(dá)到滯后帶內(nèi)發(fā)生功率開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通或關(guān)斷，使輸入電流上升或下降。其電流波形平均值取決于電感輸入電流，工作波形如圖3所示。 圖3    滯后電流型 1.2.4    電壓跟蹤控制型     如ML4813、SG3561，工作頻率可變，采用不連續(xù)調(diào)制模

8、式（DCM），其工作波形如圖4所示。DCM采用跟隨器的方法，具有電路簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，但也存在以下缺點(diǎn)：功率因數(shù)和輸入電壓Vin與輸出電壓VO的比值Vin/VO有關(guān)，即當(dāng)Vin變化時(shí)，功率因數(shù)PF也將發(fā)生變化，同時(shí)Vin/VO的增大使得輸入電流波形的THD增大；開(kāi)關(guān)管的峰值電流大（在相同容量情況下，DCM中通過(guò)開(kāi)關(guān)管的峰值電流為CCM的2倍），從而導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管的損耗增加。所以，在大功率的應(yīng)用場(chǎng)合中，基于CCM方式的APFC更具優(yōu)勢(shì)。 圖4    電壓跟蹤控制型 2    CCMAPFC電路的設(shè)計(jì)方法   

9、0; 基于以上各種方案的特點(diǎn)分析可知，在752000W功率的應(yīng)用場(chǎng)合中，選擇工作于連續(xù)調(diào)制模式下的平均電流型BoostAPFC電路來(lái)實(shí)現(xiàn)較為適合。在具體的電路設(shè)計(jì)中，控制芯片選用UC3854A（其內(nèi)部結(jié)構(gòu)見(jiàn)圖5），這是Unitrode公司生產(chǎn)的一款高功率因數(shù)校正集成控制電路芯片，它的峰值開(kāi)關(guān)電流近似等于輸入電流，對(duì)瞬態(tài)噪聲的響應(yīng)極小，是一款理想的APFC控制芯片。 圖5    UC3854A內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖 2.1    技術(shù)指標(biāo)     輸入電壓    Vin=AC 150265

10、V；     輸出電壓    VO=DC 400V；     電源頻率    f=4765Hz；     輸出功率    PO=2kW；     開(kāi)關(guān)頻率    fs=50kHz。 2.2    開(kāi)關(guān)頻率     開(kāi)關(guān)頻率高可以減小PFC電路的結(jié)構(gòu)尺寸，提高功率密度，減小失真；但頻率太高會(huì)增大開(kāi)關(guān)損

11、耗，影響效率。在大多數(shù)應(yīng)用中，20300kHz的開(kāi)關(guān)頻率是一個(gè)較好的折中。本設(shè)計(jì)中開(kāi)關(guān)頻率選擇為50kHz，這樣電感量的大小合理，尖峰失真小，電感的物理尺寸較小，MOSFET和Boost Diode上的功率耗損也不會(huì)過(guò)多。在更高功率的PFC設(shè)計(jì)中，適當(dāng)降低開(kāi)關(guān)頻率可以降低開(kāi)關(guān)損耗。振蕩器的工作頻率由式（1）決定。     fs=（1） 2.3    Boost電感的選擇     電感決定了輸入電流紋波的大小，它的電感量由規(guī)定的紋波電流給出。     最大峰值電流出現(xiàn)在最小線(xiàn)路

12、電壓的峰值處，并由式（2）給定。     ILINE(PK)=×PVinmin（2）     電感器中的峰峰值紋波電流，通常選擇在最大峰值線(xiàn)路電流的20左右，即         I=ILINE(PK)×20（3）     最低輸入電壓峰值時(shí)的占空比為     D=（4） 因此，電感的取值應(yīng)該滿(mǎn)足     L>（5） 2.4  

13、60; 輸出電容的選擇     選擇輸出電容器時(shí)應(yīng)考慮以下因素：開(kāi)關(guān)頻率的紋波電流、二次諧波電流、直流輸出電壓、紋波輸出電壓和維持時(shí)間等。     維持時(shí)間t是指輸入電源被關(guān)閉后，輸出電壓仍然保持在規(guī)定范圍內(nèi)的時(shí)間長(zhǎng)度，其典型值一般為1550ms，在這個(gè)原則下，選取的電容要保證     CO>（6） 2.5    開(kāi)關(guān)管及升壓二級(jí)管的選擇     開(kāi)關(guān)管和升壓二極管必須要有足夠的額度來(lái)保證電路的可靠運(yùn)行。開(kāi)關(guān)管的額定電流必須大于電感上電流的

14、最大峰值，并留有一定的裕度，對(duì)于升壓二極管也是同樣。升壓二極管的trr必須足夠小以減少開(kāi)關(guān)管開(kāi)通瞬間的損耗，同時(shí)使二極管的損耗減小。為降低二極管的trr，可以采用兩只300V的快恢復(fù)二極管串聯(lián)的方法，并上高阻值的電阻來(lái)保持電壓平衡。 2.6    電流檢測(cè)電阻的選擇     IPK(max)=ILINE(PK)（7）     RS=（8）     一般選擇1V的電阻壓降，既可以有較好的抗噪聲能力,又不會(huì)產(chǎn)生太大的損耗。 2.7    乘法器的設(shè)置

15、     乘法器是功率因數(shù)校正的核心。乘法器的輸出作為電流環(huán)調(diào)節(jié)器的輸入，通過(guò)控制輸入電流以得到高的功率因數(shù)。因此，乘法器的輸出是一個(gè)表達(dá)輸入電流的信號(hào)，其表達(dá)式為     IMO=（9） 式中：IMO為乘法器的輸出電流；       IAC為乘法器的輸入電流；       VVEA為電壓誤差放大器輸出；       Vff為前饋電壓；     &

16、#160; KM為等于1的常數(shù)。 2.8    電流控制環(huán)路的設(shè)計(jì)     電流環(huán)開(kāi)環(huán)為一階積分系統(tǒng)，如圖6所示。為使系統(tǒng)穩(wěn)定地運(yùn)行，必須對(duì)電流環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償。電流調(diào)節(jié)器的零點(diǎn)必須處于或小于最大截止頻率fCI，此時(shí)系統(tǒng)剛好有45°的相角裕量。為了消除系統(tǒng)在開(kāi)關(guān)頻率處對(duì)噪聲的敏感，應(yīng)在電流調(diào)節(jié)器中引入一個(gè)極點(diǎn)，極點(diǎn)的頻率為1/2開(kāi)關(guān)頻率，當(dāng)極點(diǎn)頻率大于1/2開(kāi)關(guān)頻率時(shí)，極點(diǎn)就不會(huì)對(duì)電流環(huán)路的頻率響應(yīng)產(chǎn)生影響。因此在設(shè)計(jì)電流環(huán)時(shí)應(yīng)滿(mǎn)足以下特性：     1）電流環(huán)開(kāi)環(huán)為一階積分系統(tǒng)，應(yīng)有盡可能高的低頻

17、增益以減小穩(wěn)態(tài)誤差；     2）環(huán)路應(yīng)有盡可能高的穿越頻率，以實(shí)現(xiàn)快速跟隨；     3）環(huán)路在開(kāi)關(guān)頻率處應(yīng)呈現(xiàn)衰減特性，以消除環(huán)路中的開(kāi)關(guān)噪聲；     4）環(huán)路應(yīng)有足夠的穩(wěn)定裕量，使電路具有強(qiáng)魯棒性。 圖6    APFC電路示意圖（電流環(huán)） 2.9    電壓控制環(huán)路的設(shè)計(jì)     為了電路穩(wěn)定地工作，必須對(duì)電壓控制環(huán)進(jìn)行補(bǔ)償，但因?yàn)殡妷嚎刂骗h(huán)路的帶寬比開(kāi)關(guān)頻率要小，所以對(duì)電壓控制環(huán)路的要求，主要是為了保證輸

18、入失真最小。首先，環(huán)路的帶寬必須足夠低，以衰減輸出電容上電網(wǎng)頻率的二次諧波，保證輸入電流的調(diào)制量較??；其次，電壓誤差放大器必須有足夠的相移，使得調(diào)制出的信號(hào)能夠與輸入電壓保持同相，從而獲得較高的功率因數(shù)。     電壓環(huán)開(kāi)環(huán)為一階積分系統(tǒng)，如圖7所示。為了減少二次諧波電流引起的失真，電壓誤差放大器須引入一個(gè)極點(diǎn)進(jìn)行補(bǔ)償，以減小諧波電壓的幅度并提供90°的相移。電壓環(huán)的最低截止頻率為     fVI=（10） 圖7    APFC電路示意圖（電壓環(huán)）     其帶寬的

19、典型值為1030Hz，相角裕量為4570°。在實(shí)際的設(shè)計(jì)中，為使輸出電壓的穩(wěn)定性好，在選取截止頻率時(shí)應(yīng)選的略高些，電壓環(huán)有略大于45°的相角裕量。 3    實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)及波形     對(duì)用上述參數(shù)設(shè)計(jì)的APFC電路進(jìn)行了性能測(cè)試，輸入電壓范圍為150265V，最大輸出功率接近2200W，圖8、圖9及表1給出了實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)及部分測(cè)試波形。 圖8    PFC輸入電壓及電流波形 圖9    啟動(dòng)時(shí)輸出電壓波形 表1    實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù) AC

20、 Input（交流輸入端） DC Output（直流輸出端） THD（總諧波失真） Vrms/V Ifund/A Pin/W PF Vo/V Io/A Po/W / THD/ 150 3.47 518 0.992 396.9 1.25 497 95.86 10.03 220 2.36 516 0.993 396.7 1.25 497 96.37 8.79 265 1.95 514 0.993 396.5 1.26 498 96.88 8.92 150 5.98 895 0.995 396.5 2.15 853 95.36 6.39 220 4.07 891 0.993 396.3 2.16 856 96.11 8.66 265 3.34 888 0.992 395.9 2.17 858 96.67 9.98 150 7.12 1066 0.992 395.8 2.57 1017 95.44 9.93 220 4.81 1059 0.991 395.6 2.58 1021 96.45 10.88 265 3.99 1053 0.993 395.3 2.59 1024 97.23 8.99 150 10.41 1556 0.992 395.1 3.76 1484 95.36 10.01 2