一種新的三相Boost-PWM整流器控制技術(shù)

1、2006年7 月電工技術(shù)學(xué)報(bào)Vol.21 No.7 第21卷第7期TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Jul. 2006一種新的三相Boost-PWM整流器控制技術(shù)屈穩(wěn)太(浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院杭州 310027摘要針對(duì)傳統(tǒng)的三相Boost-PWM整流器控制技術(shù)在電網(wǎng)電壓不平衡和變換器輸入阻抗不相等時(shí)控制性能不理想,本文提出一種新的控制方法。首先分析和建立了三相Boost-PWM整流器的數(shù)學(xué)模型,該模型放寬了原控制方法中要求電網(wǎng)電壓平衡和輸入阻抗相等的條件,在保持輸出功率不變的基礎(chǔ)上,求出三相電流的期望值。在電流環(huán)控制上,采取正負(fù)序分量分

2、解和靜止的三相到兩相坐標(biāo)變換,在兩相坐標(biāo)系中,實(shí)現(xiàn)對(duì)正序分量幅值和負(fù)序分量幅值的分別控制。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,該方法在電壓平衡或不平衡下均能得到低次諧波的輸入電流和單位功率因數(shù),在輸入阻抗不平衡度達(dá)到三倍時(shí),仍能得到較高的功率因數(shù)。關(guān)鍵詞:電力工程 Boost-PWM整流器電能質(zhì)量正負(fù)序電流分量PI調(diào)節(jié)器中圖分類號(hào):TM461A Novel Control Strategy for Three-Phase Boost-PWM RectifierQu Wentai(Zhejiang University Hangzhou 310027 ChinaAbstract For three-phase

3、Boost-PWM rectifier, the conventional control is not perfect under unbalanced source voltages and unequal input impedances. This paper presents a new control scheme, which can avoid the disadvantages of conventional controls and achieve better results. Firstly, a model of the rectifier is found whic

4、h releases the restrictions of source voltages balanced and input impedances equaled requested in conventional control. The three phase current commands can be computed out under the situation of the output power constant. Subsequently, the current errors, which are differences between their command

5、s and feedbacks, are decomposed into positive and negative sequences and, by still reference frame transform of three-phase to two-phase, the positive and negative sequences are controlled respectively. Finally, simulation and experimental results are provided to illustrate the scheme.Keywords:Elect

6、ric power engineering,Boost-PWM rectifier,quality of electric energy,positive- and negative-sequence currents,PI controller1引言隨著電力電子技術(shù)在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用越來越廣泛,尤其是以開關(guān)電源和交-直流電力傳動(dòng)設(shè)備為代表的各種電力電子裝置的大量使用,由它們所產(chǎn)生的諧波電流和無功電流對(duì)電網(wǎng)的安全運(yùn)行和供電質(zhì)量產(chǎn)生了嚴(yán)重的影響。因此電力系統(tǒng)中無功功率和諧波補(bǔ)償成為迫切需要解決的問題。在傳統(tǒng)的開關(guān)電源和交直流電力傳動(dòng)裝置中,輸入環(huán)節(jié)大都采用二極管不可控整流或晶閘管移相可控整流,這

7、兩種整流方法都會(huì)向電網(wǎng)注入較大的諧波電流和無功功率。三相電壓源Boost-PWM整流器(VSR可以在任何負(fù)載條件下,得到低畸變的網(wǎng)側(cè)電流波形和接近于理想的功率因數(shù),因而得到了廣泛的應(yīng)用1。傳統(tǒng)的PWM控制方法有幅值-相角控制(PAC2、電流滯環(huán)控制(HCC3, 4、固定開關(guān)頻率的電流預(yù)測(cè)控制(PCFF5等。PAC是通過交流側(cè)電壓幅值和相角的控制來控制交流側(cè)的收稿日期 2005-12-20 改稿日期 2006-02-14第21卷第7期屈穩(wěn)太一種新的三相Boost-PWM整流器控制技術(shù) 45電流,它具有穩(wěn)態(tài)電流諧波小的特點(diǎn),缺點(diǎn)是魯棒性差、動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢。HCC具有較好的穩(wěn)態(tài)電流精度,快速的電流響應(yīng)和

8、較好的魯棒性,它的最大缺點(diǎn)是開關(guān)頻率隨著直流側(cè)電流而改變,PCFF顯示出較好的開關(guān)模式和快速的電流響應(yīng),但對(duì)系統(tǒng)的參數(shù)過于敏感。在以上的控制方式中,都假定三相電源電壓是平衡的,三相輸入阻抗相等。這個(gè)條件在實(shí)際系統(tǒng)中有時(shí)是不能滿足的。在不滿足所假定的條件時(shí),控制性能將會(huì)不同程度的降低。針對(duì)三相電源電壓不平衡的情況,文獻(xiàn)6提出了正負(fù)序分解,對(duì)正負(fù)序分量分別進(jìn)行控制,但它需要做同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換,因而系統(tǒng)復(fù)雜,魯棒性較差。文獻(xiàn)7提出一種三相-四線電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),通過無功功率的補(bǔ)償控制,可獲得較好的控制效果,它的缺點(diǎn)是主電路需增加三個(gè)主開關(guān)管。本文在以上的基礎(chǔ)上,提出一種新的控制算法,該方法采用了兩個(gè)閉環(huán)

9、控制,外環(huán)是電壓環(huán),被控制量為直流輸出電壓;內(nèi)環(huán)是電流環(huán),被控制量是三相輸入電流。在電壓環(huán)控制中,采用常用的PI 調(diào)節(jié)器,其輸出量作為電流環(huán)的給定值,在電流環(huán)控制中,先對(duì)電流的偏差進(jìn)行正負(fù)序分量分解,然后對(duì)正負(fù)序分量分別進(jìn)行控制。因?yàn)榉纸夂蟮恼?fù)序分量是平衡的,因而可以利用常規(guī)的控制算法進(jìn)行控制。最后仿真結(jié)果表明,在三相電源電壓不平衡,三相輸入阻抗不相等的情況下也可以取得較為滿意的效果。2系統(tǒng)構(gòu)成與工作原理三相Boost-PWM整流器主電路拓?fù)淙鐖D1所示,其中,V a,V b,V c是電網(wǎng)電壓,R a,R b,R c和L a,L b,L c是變換器的輸入電阻和輸入電感。 圖1 三相Boost整

10、流器主電路Fig.1 Power circuit of three-phase rectifierTxS,B x S是功率開關(guān)器件,下標(biāo)x=a,b,c。上標(biāo)T表示上橋臂,B表示下橋臂。列出電路電壓方程T B dca a a a a a a noT B dcb b b b b b b noT B dcc c c c c c c no(2(2(2VV R i L pi S S VVV R i L pi S S VVV R i L pi S S V=+=+=+(1其中,p表示微分算子。假定功率開關(guān)管工作在理想工作狀態(tài)下,即開通時(shí)S=1,關(guān)斷時(shí)S=0。對(duì)于電壓型Boost整流器,同一橋臂上的開關(guān)管不能

11、同時(shí)開通。在兩電平控制模式下,存在以下關(guān)系T Ba aT Bb bT Bc c111S SS SS S=(2引入調(diào)制信號(hào)M x,則M x與開關(guān)S xp的關(guān)系為T T Ta b ca b c(1(1(1,222M M MS S S+=(3把式(3代入式(1,可得調(diào)制信號(hào)M xa a a nodcb b b nodcc c c nodc2(2(2(M V VVM V VVM V VV=(4其中a a a a ab b b b bc c c c cR i L piR i L piR i L pi=+=+=+(5a,b,c作為三相電流調(diào)節(jié)器的輸出信號(hào), M a,M b,M c作為產(chǎn)生PWM脈沖的調(diào)制信

12、號(hào)。調(diào)制信號(hào)與高頻三角載波信號(hào)比較產(chǎn)生開關(guān)控制信號(hào)TxS,B x S,x =a,b,c。由圖1可知:i C=i Si L,i S與i a,i b,i c和調(diào)制信號(hào)之間的關(guān)系可表示為S a a b b c c111222i M i M i M i=+(6由于dcddCVi Ct=,i a+i b+i c=0,dcLLViR=那么dcac a bc b Ld11d22VC M i M i it=+(7其中,M ac=M aM c,M bc=M b+M c。46電 工 技 術(shù) 學(xué) 報(bào) 2006年7月由式(4和式(6可得2dc ac ac a bc bc b dc L d 2(2(2d V C V i

13、 V i V i t =+ (8 令2dcd d v V C t=,v 可作為直流電壓V dc 控制器的輸出信號(hào)。通過對(duì)電流的控制來保證輸入功率因數(shù)為單位功率因數(shù),并希望維持輸入功率恒定。輸入功率P =V ac i a +V bc i b 令d 0d P t=,則得ac a bc b ac a bc b 0pV i pV i V pi V pi += (9聯(lián)立式(8和式(9,可得到電流的期望值a b c ,i i i aa bb *c a bA i AA i A i i i = a b ac bc bc ac a b A L L V pV V L R =+b a ac bc R L V V a

14、 b ac bc L L pV a b bc ac ac ac b a L L V pV V L R + b a ac bc a b ac bc R L V V L L pV (11a ab bc a b bc dc L 2v A L L pV L L pV V i =+b a bc v R L V a b dc bc L 2L R V V i +2b bc ac a a b bc 22L V V L V +b ac a bc a b bc bc 22L V L V (122b a bc ac b b a ac 22A L V V L V =+b ac a ac 2L V +a b ac bc

15、 2L V +a b ac a b ac dc L 2v L L pV L L pV V i + a b ac b a dc ac L 2v R L V L R V V i + (13bc b c ac a c , = (14 根據(jù)以上的推導(dǎo)過程,可構(gòu)造出控制系統(tǒng)如圖2所示,其中,直流電壓控制是通過2dcV 的控制實(shí)現(xiàn) 的,控制器采用PI 控制器。 圖2 控制系統(tǒng)框圖Fig.2 Control system configuration3 交流電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)交流電流調(diào)節(jié)器G ac (s 沒有采用簡(jiǎn)單的PI 調(diào)節(jié)器,因?yàn)镻I 調(diào)節(jié)器對(duì)于交流信號(hào)在穩(wěn)態(tài)時(shí)存在誤差;而對(duì)于直流信號(hào)(階躍信號(hào)它的穩(wěn)態(tài)誤

16、差為零。在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中,交流量變換為直流量,采用PI 調(diào)節(jié)器可以取得穩(wěn)態(tài)誤差為零的控制效果,但是同步坐標(biāo)系的變換復(fù)雜,需要同步速度的檢測(cè),給系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)帶來了困難。借助同步坐標(biāo)系中的控制思想,通過對(duì)稱分量分解方法,將不對(duì)稱的三相電流分解為正序分量、負(fù)序分量和零序分量。在三相三線情況下,零序分量為零,正序分量和負(fù)序分量對(duì)稱。對(duì)稱的正負(fù)序分量在靜止的 坐標(biāo)系中幅值是一個(gè)直流量,對(duì)它們分別進(jìn)行控制可實(shí)現(xiàn)對(duì)不對(duì)稱電流的控制。具體步驟如下:(1將三相電流分解為正序分量和負(fù)序分量,再將三個(gè)正序分量和負(fù)序分量在變化到靜止的坐標(biāo)系中。(2 在靜止的 坐標(biāo)系中分別對(duì)正序分量和負(fù)序分量的幅值進(jìn)行控制。(3合成它

17、們的控制效果,可得到最終的控制量。三相不平衡電流的正、負(fù)序分量分解a p j2/3j2/3ab n j2/3j2/3ac 1ee 131e e i i i i i =(15 j2/3j2/3j2/3j2/3p bp a p c n bn a n c e e e e i i i i i i =(16其中,上標(biāo)p 表示正序,n 表示負(fù)序。轉(zhuǎn)換到靜止的 坐標(biāo)系p(na p(np(nb p(np(nc 11122022i i i i i = (17 得到正負(fù)序電流矢量的幅值與相角p(np(np(np(narctg i i i =(18 其中,幅值是一個(gè)緩慢變化的直流量,相角是電流矢量相對(duì)于a 相電流的

18、角度,以2為周期,反應(yīng)了電流頻率的高低。由此可構(gòu)造出交流電流控制器的結(jié)構(gòu),如圖3所示。在這里,可以采用常用的PI 調(diào)節(jié)器。(10第21卷第7期屈穩(wěn)太 一種新的三相Boost-PWM 整流器控制技術(shù)47 圖3 G ac (s 的實(shí)現(xiàn) Fig.3 Implementation of G ac (s 4 仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果為了對(duì)電壓和阻抗的不平衡程度進(jìn)行度量,定義兩個(gè)參量(1電壓不平衡度pm v n mU B U =(2阻抗不平衡度a b c z a b c max,min,Z Z Z B Z Z Z =其中:p nm m ,U U 分別為電源電壓正負(fù)序分量的幅值,Z a ,Z b ,Z c 分別為變換器

19、的三相輸入阻抗幅值,對(duì)Boost-PWM 變換器,三相輸入阻抗具有同樣的性質(zhì)(電感性。仿真按三種情況進(jìn)行:(1在三相電源電壓對(duì)稱、三相輸入阻抗相等的情況下,設(shè)電源相電壓幅值為200V ,輸入阻抗 R a =R b =R c =0.4,L a =L b =L c =2mH 。仿真結(jié)果見圖4、圖5,圖4示出了三相電流波形,圖5示出了三相電源電壓與輸入電流之間的關(guān)系,由此可看出:輸入電流波形畸變小,輸入功率因數(shù)為1。 圖4 三相電流波形Fig.4 waveforms of three input currents圖5 平衡電壓、輸入阻抗 相等時(shí)電壓、電流波形Fig.5 Voltage and cur

20、rent waveforms under balancedsource voltages and equal impedances(2在三相電源電壓不對(duì)稱,三相輸入阻抗相等的情況下,設(shè)電源相電壓幅值分別為v a =210V ,v b =200V ,v c =180V ,計(jì)算可得B v =0.0339,仿真結(jié)果如圖6所示,其結(jié)果與第一種情況接近。圖6 不平衡電壓、輸入阻抗相等時(shí)電壓、電流波形 Fig.6 Voltage and current waveforms under unbalancedsource voltages and equal impedances(3在三相電源電壓不對(duì)稱和三相

21、輸入阻抗不相等的情況下,電源相電壓幅值與第二種情況一樣,而三相阻抗分別設(shè)置為R a =0.2,R b =0.4,R c =0.6,L a =2mH ,L b =4mH ,L c =6mH ,這時(shí)B z =3,48電 工 技 術(shù) 學(xué) 報(bào) 2006年7月即輸入阻抗的不平衡度已達(dá)到了三倍。仿真結(jié)果如圖7所示,雖然輸入功率因數(shù)變差,但仍保持在0.95以上。 圖7 不平衡電壓、輸入阻抗不相等時(shí)電壓、電流波形 Fig.7 Voltage and current waveforms under unbalancedsource voltages and inequality impedances實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)采用

22、基于ARM7的32位S3C44B0X 8 芯片為主控芯片,本系統(tǒng)利用了該芯片的三個(gè)16位定時(shí)器,5個(gè)10位A/D 轉(zhuǎn)換器,三個(gè)I/O 端口C ,E ,F 等資源。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖8和圖9所示,圖8為三相電壓對(duì)稱情況,電路參數(shù)設(shè)置為:v a =v b =v c =150V ,三相輸入阻抗分別為R a =0.2,R b =0.4,R c =0.6,L a =2mH ,L b =4mH ,L c =6mH ,直流濾波電容C =1000µF ,負(fù)載電阻R L =15。PWM 調(diào)制頻率設(shè)置為50kHz 。圖8a 為a 相電壓v a 和電流i a 波形,圖8b 為v b 和i b 波形,圖8c 為v

23、 c 和i c 波形。系統(tǒng)在正常工作時(shí),功率因數(shù)能保證在0.95以上。 圖8 三相輸入電壓對(duì)稱時(shí)實(shí)驗(yàn)波形 Fig.8 Experimental waveforms under balanced3-phase input voltages圖9 三相輸入電壓不對(duì)稱時(shí)實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms under unbalanced 3-phaseinput voltages圖9為三相電壓不對(duì)稱情況,電路參數(shù)設(shè)置為:v a =180V ,v b =160V ,v c =140V ,其他參數(shù)與三項(xiàng)電壓對(duì)稱時(shí)相同。系統(tǒng)在正常工作時(shí),功率因數(shù)能保證在0.92以上。5 結(jié)論本

24、文提出一種新的三相Boost-PWM 整流電路控制方法,該方法通過建立控制系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型,通過正負(fù)序分量的分解,在靜止的 坐標(biāo)系中,完成電流的調(diào)節(jié)功能,從而避免了旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中,因旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系本身的誤差而引起的控制誤差。在靜止的 坐標(biāo)系中,電流的正負(fù)序分量的幅值表現(xiàn)為直流量,因而電流調(diào)節(jié)器可按通用的PI 調(diào)節(jié)器結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)。對(duì)于直流電壓的控制,可采用傳統(tǒng)的PI(下轉(zhuǎn)第53頁(yè)第 21 卷第 7 期 趙葵銀 PWM 整流器的模糊滑模變結(jié)構(gòu)控制 4 53 6 結(jié)論 本文針對(duì) PWM 整流控制的特點(diǎn)，把滑模變結(jié) Ambrozic V, Fiser R, Nedeljkovic D. Direct curren

25、t control a new current regulation principle. IEEE Transactions on Power Electronic, 2003, 18(1: 495503 構(gòu)控制和模糊控制相結(jié)合，提出了模糊滑模變結(jié)構(gòu) 控制方案，電流變結(jié)構(gòu)控制具有對(duì)被控對(duì)象數(shù)學(xué)模 型要求不高，對(duì)干擾和抖振的完全適應(yīng)性等優(yōu)點(diǎn)， 而模糊控制調(diào)節(jié)整個(gè)正常運(yùn)動(dòng)段可以減弱抖振。實(shí) 驗(yàn)結(jié)果表明：三相電壓型 PWM 整流器中采用模糊 滑模變結(jié)構(gòu)控制方案，系統(tǒng)響應(yīng)速度快，有很強(qiáng)的 魯棒性，實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)單位功率因數(shù)控制，且輸入電 壓電流均為正弦，驗(yàn)證了控制方案的有效性。 參考文獻(xiàn) 1 張崇巍，張

26、興. PWM 整流器及其控制. 北京：機(jī)械工 業(yè)出版社，2003 2 Marian P Kazmierkowski, Liugi Malesani. Current control techniques for three-phase voltage-source PWM converters: a survey. IEEE Trans actions on Ind ustry Electronics, 1998, 45(5: 691703 3 Pena R S, Cardenas R J, Clare J C. Control strategies for voltage control o

27、f a boost type PWM converter. IEEE-PESC Annu Meeting, Conf. Rec., 2001, 2: 730735 5 Lascu C, Boldea L,Blaabjerg F. A modified direct torque control for induction motor sensorless drive. IEEE Transactions on Industry Application, 2003, 36(1: 122130 6 Ibrahim Z, Levi E, Williams D. Fuzzy logic versus

28、PI speed control of servo, a comparison. Proceedings of the 8th International Power Electronic & Motion Control Conference, 1998, 4: 3439 從爽. 神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)、 模糊系統(tǒng)及其在運(yùn)動(dòng)控制中的應(yīng)用. 合肥: 中國(guó)科技大學(xué)出版社，2001 王豐堯. 滑模變結(jié)構(gòu)控制. 北京：機(jī)械工業(yè)出版社， 2001 王江，王家軍.電力電子開關(guān)變換器的滑?？刂?電機(jī) 與控制學(xué)報(bào)，2000(3：188192 7 8 9 作者簡(jiǎn)介 趙葵銀 男，1968 年生，副教授，研究方向?yàn)殡娏?/p>

29、電子與電氣傳 動(dòng)、過程控制。 （上接第 48 頁(yè)） 調(diào)節(jié)器。 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明， 采用這種控制方法， control method for a leading power factor voltage source PWM rectifier. IEEE Trans. on Power Boost-PWM 整流器在輸入阻抗相等時(shí)不論電網(wǎng)電 壓平衡與不平衡均可以得到低畸變的輸入電流波 形和近似理想的功率因數(shù)。在輸入阻抗不相等時(shí)， 也可以得到低畸變的輸入電流波形，而功率因數(shù)稍 微變差，但仍然保持在 0.92 以上，這是在三相阻抗 不平衡度達(dá)到 3 倍時(shí)得到的結(jié)果。 參考文獻(xiàn) 1 張崇巍, 張興. PWM 整流器及其控制. 北京:機(jī)械工 業(yè)出版社, 2002 2 Dixon J W , Ooi B T. Indirect current control of a un