交流永磁同步電機(jī)模型的建立(接上文)職稱(chēng)論文發(fā)表推薦論文范文

1、交流永磁同步電機(jī)模型的建立(接上文)職稱(chēng)論文/發(fā)表推薦/論文范文                          2. 1交流永磁同步電機(jī)模型的建立本文選用Y型連接的凸裝式永磁同步電機(jī)轉(zhuǎn)子建模。將模型建立的條件設(shè)為電機(jī)磁路不飽和、磁滯及渦流的影響忽略不計(jì)、定子三相電流產(chǎn)生的空間磁勢(shì)以及永磁轉(zhuǎn)子的磁通分布呈正弦波形狀。若不考慮轉(zhuǎn)子磁場(chǎng)的突極效應(yīng),使d軸與轉(zhuǎn)子

2、磁極重合,則有id=0,從而可得在d-q坐標(biāo)系下的永磁同步電機(jī)的數(shù)學(xué)模型6。d-q軸上的定子電壓方程為:uduq=iqqdiqd-q×Rpnr (3)定子磁鏈方程為:d=Ldid+f(4)q=Lqiq(5)電磁轉(zhuǎn)矩方程為:Te=Pddiq-Pdqid=Pdfiq-PdLdidiq+PdLqidiq(6)由式(6)可以看出,交流永磁同步電動(dòng)機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩基本取決于定子d-q軸電流分量。若所選取電機(jī)模型的極對(duì)數(shù)取為1,可得到電機(jī)運(yùn)動(dòng)方程為:Te-TL=Jdndt-DnrTe=Pdfiq=fiqnr=Pdn=nn=ddt(7)則可以得到在時(shí)域t0, t內(nèi)的線性模型為:iq=-RLiq-fLn

3、r+Uq··=dnrdt=KtJiq-BJnr-TiJ(8)式中各物理量的意義如表1所示。2. 2全閉環(huán)控制策略的實(shí)現(xiàn)大多加工設(shè)備通過(guò)兩軸或兩軸以上的聯(lián)動(dòng)來(lái)控制被控對(duì)象在點(diǎn)與點(diǎn)之間的移動(dòng)以及完成位置的精確跟蹤,各個(gè)進(jìn)給軸分別擁有獨(dú)立的位置控制器。本文設(shè)計(jì)的基于預(yù)期迭代學(xué)習(xí)的伺服控制方法采用全數(shù)字雙環(huán)控制,由速度環(huán)和位置環(huán)組成,如圖2所示。速度環(huán)考慮速度的快速性,通過(guò)轉(zhuǎn)角位置閉環(huán)控制系統(tǒng),以上位機(jī)發(fā)出的移動(dòng)指令脈沖為輸入,控制伺服執(zhí)行機(jī)構(gòu);同時(shí),該指令脈沖供給同步的測(cè)量系統(tǒng)作為位置給定。位置環(huán)為系統(tǒng)最外環(huán),決定伺服運(yùn)動(dòng)控制系統(tǒng)的快速性及穩(wěn)態(tài)性能。位置環(huán)一般采用光柵尺作為數(shù)字采

4、集模塊,以獲取位置信息,并把信息轉(zhuǎn)換成相應(yīng)大小的數(shù)據(jù),控制器通過(guò)比較給定信息和檢測(cè)的偏差計(jì)算得到控制信號(hào),再把控制信號(hào)送給執(zhí)行機(jī)構(gòu)以完成相應(yīng)的糾偏動(dòng)作。本文在系統(tǒng)的設(shè)計(jì)及調(diào)試過(guò)程中,先設(shè)計(jì)調(diào)節(jié)速度環(huán),然后是位置環(huán)。這樣的調(diào)節(jié)過(guò)程可以減少內(nèi)外兩環(huán)節(jié)的耦合性。速度環(huán)采用PI控制器。PI控制器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、算法易于理解和實(shí)現(xiàn)、參數(shù)調(diào)節(jié)方便、有較好的控制精度、可靠性高,被普遍應(yīng)用在永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)中。系統(tǒng)速度閉環(huán)傳遞函數(shù)框圖如圖3所示。圖3中:比例環(huán)節(jié)的作用是成比例地反映出系統(tǒng)的偏差信號(hào),一旦產(chǎn)生偏差,則控制器立即產(chǎn)生控制作用,從而減少偏差;積分環(huán)節(jié)主要用于消除靜差,提高系統(tǒng)的無(wú)差度。由圖3可以得出系

5、統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù),并把其表達(dá)式化為分母系列表達(dá)式,則得到:位置環(huán)控制環(huán)節(jié)考慮到被控對(duì)象不穩(wěn)定性,在開(kāi)環(huán)迭代學(xué)習(xí)控制系統(tǒng)中引入了一個(gè)反饋環(huán),與ILC電路自身的前饋?zhàn)饔媒M合成為反饋-前饋迭代學(xué)習(xí)算法7。其表達(dá)式為:Uk=Uffk+Ufbk(10式中:Uffk=Uffk-1+Hff(Ek-1)為由以前過(guò)程控制數(shù)據(jù)經(jīng)迭代學(xué)習(xí)算法產(chǎn)生的當(dāng)前過(guò)程控制輸出信號(hào),亦稱(chēng)為前饋信號(hào);Ufbk=Hfb(Ek)為由當(dāng)前輸出誤差經(jīng)反饋控制器而計(jì)算出的過(guò)程控制輸出信號(hào),即反饋信號(hào)。反饋-前饋迭代學(xué)習(xí)控制器由反饋器和前饋器組成,在反饋控制器的鎮(zhèn)定作用下,前饋控制器可實(shí)現(xiàn)快速完成跟蹤任務(wù)。位置環(huán)的控制結(jié)構(gòu)如圖4所示。圖4中:G

6、為系統(tǒng)傳遞函數(shù);H為反饋環(huán)節(jié);F為迭代學(xué)習(xí)環(huán)節(jié);Yk(t)為系統(tǒng)第k次學(xué)習(xí)輸出;Yd(t)為系統(tǒng)期望輸出;Uk(t)為系統(tǒng)第k次輸入;Uk+1(t)為系統(tǒng)第(k+1)次輸入;Kp及K為控制器參數(shù)。在時(shí)域內(nèi),預(yù)期學(xué)習(xí)控制的主要思想表現(xiàn)為選擇最優(yōu)的超前時(shí)刻誤差,修正當(dāng)前時(shí)刻的控制輸入;在頻域內(nèi),可理解為引入一相位超前項(xiàng),抵消對(duì)象本身的相位滯后,最大程度地拓寬系統(tǒng)的可學(xué)習(xí)頻段8。本設(shè)計(jì)中為了提高A在時(shí)域內(nèi)ILC的性能,加上P型控制器一起使用。由圖4可以得到以下方程組為:Ek(t)=Yd(t)-Yk(t)Ukfb(t)=KpEk(t)Ek-1(t)=Yd(t)-Yk-1(t)Ukff(t)=Uffk-

7、1+KEk-1(t+)Uk(t)=Ukfb(t)+Ukff(t)(11)在t=0,T,可通過(guò)一個(gè)唯一的輸入U(xiǎn)d(t)來(lái)實(shí)現(xiàn)可達(dá)到的期望輸出Yd(t)。但在實(shí)際應(yīng)用中,這個(gè)期望輸入是有限制的,如Ud(t),相應(yīng)的狀態(tài)也是一樣。因此,式(11)應(yīng)改進(jìn)為:Ek(t)=Yd(t)-Yk(t)Ukfb(t)=KpEi(t)Ek-1(t)=Yd(t)-Yk-1(t)Ukff(t)=Uffk-1+KEk-1(t+)Uk(t)=satUkfb(t)+Ukff(t)(12)3仿真研究為驗(yàn)證所提出的比例-預(yù)期迭代學(xué)習(xí)控制算法的有效性,本文利用Matlab對(duì)提出的控制策略進(jìn)行了仿真。仿真中交流永磁同步電機(jī)、伺服單元

8、等的參數(shù)如下:L=30mH,KE=0.2V·s/rad,Ra=3.9,Kt=0.59N·m/A,B=6×10-3N·m·s/rad,Ka=7V/A,Kp=0. 63,Kt=2.018 5,J=0.559×10-4kg·m2。仿真時(shí)采用本文建立的系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型對(duì)應(yīng)的傳遞函數(shù)(如式(9)所示)。同時(shí),仿真中將提出的算法與常見(jiàn)P型(學(xué)習(xí)律L取為0.002)、D型(學(xué)習(xí)律L取為0.012)、A型(控制器參數(shù)k取為0.006)迭代學(xué)習(xí)控制算法進(jìn)行比較,其中各迭代學(xué)習(xí)控制器的參數(shù)來(lái)自于多次仿真的經(jīng)驗(yàn)值。選取每次操作過(guò)程中位置輸出誤差絕對(duì)值的最大值|E|m=max|E(t)0tT|作為瞬時(shí)定位性能指標(biāo),其中系統(tǒng)的位置輸出誤差為E(t)0tT=Yd-Y(t),并選取位置輸出誤差的均方根L2(E)=(ni=1E(i)2)/n作為平均定位性能指標(biāo)。四種算法仿真結(jié)果如圖5所示。從圖5的比較曲線可以看出,在采用比例-預(yù)期迭代學(xué)習(xí)控制算法的情況下,系統(tǒng)學(xué)習(xí)30次后的實(shí)際輸出Y(t)同期望輸出Yd(t)基本一致,可見(jiàn)采用此種控制學(xué)習(xí)算法對(duì)位置伺服系統(tǒng)的