本科畢業(yè)設計論文Boost型功率因數(shù)校正電路及其控制系統(tǒng)設計

1、本科畢業(yè)設計（論文）（Boost型功率因數(shù)校正電路及其控制系統(tǒng)設計）（王志彬）燕 山 大 學2010年6 月 本科畢業(yè)設計（論文）（Boost型功率因數(shù)校正電路及其控制系統(tǒng)設計）學院（系）： 電氣工程學院 專 業(yè)： 應用電子 學生 姓名： 王志彬 學 號： 050103030194 指導 教師： 漆漢宏 答辯 日期： 2010-6-25 燕山大學畢業(yè)設計（論文）任務書學院：電氣工程學院 系級教學單位：電氣工程及其自動化系 學號050103030194學生姓名王志彬?qū)?業(yè)班 級應電06-4題目題目名稱Boost型功率因數(shù)校正電路及其控制系統(tǒng)設計題目性質(zhì)1.理工類：工程設計 （ ）；工程技術實驗研

2、究型（ ）；理論研究型（ ）；計算機軟件型（ ）；綜合型（ ）2.管理類（ ）；3.外語類（ ）；4.藝術類（ ）題目類型1.畢業(yè)設計（ ） 2.論文（ ）題目來源科研課題（ ） 生產(chǎn)實際（ ）自選題目（ ） 主要內(nèi)容電力電子裝置的大量使用給電網(wǎng)帶來諧波和無功，造成電網(wǎng)的“污染”，解決這種污染的主要途徑之一是使用有源功率因數(shù)校正技術。它在傳統(tǒng)的整流電路中加入有源開關，通過控制有源開關的通、斷來強迫輸入電流跟隨輸入電壓變化，從而獲得接近正弦波的輸入電流和接近1的功率因數(shù)?；疽?. 了解功率因數(shù)校正的基本原理型PFC電路的控制策略。2. 掌握Boost型功率因數(shù)校正電路的工作原理及其典型控制策

3、略。3. 仿真分析平均電流型Boost功率因數(shù)校正電路。參考資料1.王兆安等，電力電子交流技術，機械工業(yè)出版社2.鄭穎楠，電源技術，燕山大學自編教材3.葉奎貞，新穎開關電源，機械工業(yè)出版社4. 中國學術期刊網(wǎng)周 次第 1 4 周第5 8 周第 9 12周第1316 周第 17 18周應完成的內(nèi)容查閱資料，閱讀文獻確定方案，設計電路系統(tǒng)參數(shù)設計進行仿真，驗證可行性撰寫論文，準備答辯指導教師：漆漢宏職稱：教授 09 年 12 月30日系級教學單位審批： 年 月 日注：表題黑體小三號字，內(nèi)容五號字，行距18磅。摘要近幾十年來，由于大功率電力電子裝置的廣泛使用，使公用電網(wǎng)受到諧波電流和諧波電壓的污染日

4、益嚴重，功率因數(shù)低，電能利用率低。為了抑制電網(wǎng)的諧波，提高功率因數(shù)，人們通常采用無功補償有源無源濾波器等對電網(wǎng)環(huán)境進行改善。近年來，功率因數(shù)校正技術作為抑制諧波電流，提高功率因數(shù)的行之有效的方法，備受人們關注。功率因數(shù)校正(簡稱PFC)技術是電力電子技術的重要組成部分，并已經(jīng)在越來越多的領域得到應用。上世紀九十年代以來，PFC控制技術越來越多的引起人們的關注。許多控制策略運用于PFC電路中，如平均電流控制峰值電流控制滯環(huán)控制等。本文在參閱國內(nèi)為大量文獻的基礎上，綜合了近年來國內(nèi)外功率因數(shù)校正的發(fā)展狀況，簡要分析了無源功率因數(shù)與有源功率因數(shù)的優(yōu)缺點，并詳細分析了有源功率因數(shù)校正的基本原理和控制方

5、法，選擇BOOST變換器為主電路拓撲，采用平均電流控制的UC3854A控制器。本文功率因數(shù)校正電路的設計，使電路的功率因數(shù)得到了明顯改善，達到了設計要求，同時電路的總諧波畸變因數(shù)控制在了一定的范圍，減少了對電網(wǎng)的污染。根據(jù)參數(shù)，基于PAPICE環(huán)境下對功率因數(shù)前后的電路進行了仿真。關鍵詞功率因數(shù)校正 BOOST變換器 平均電流控制 仿真 AbstractThe harmonic for voltage and current,lower power factor and lower power efficiency of public power system is serious incre

6、asingly because of much big power electronic equipment in resent years.Usually,reactive compensation,filters for active of power system.But the power factor correction technique is research because it is an effective method to control harmonic and improve power factor by recent years. Nowadays PFC(P

7、ower Factor Correction)inverters that are being used in many filds play an important role in the life.It is used in many applications.During the last decade, there has being a large interest in PFC.Many control methods are explored,including average control, peak current control,hysteretic control,e

8、tc.The development for power factor correction both here and abroad in recent years is summarized and the good and bad characteristics for reactive and active power factor correction is analyzed briefly and the basic principle and control methods of active power factor correction is analyzed detaile

9、d after read a mass of literatures both here and abroad.The main BOOST converter and UC3854 controller is designed and elements of main and control circuit. The power factor of circuit is improved obviously and satisfied design require after power factor correction and the total harmonic distortion

10、for current is controlled in a band,so the harmonic for voltage and current is reduced.The cicuit was simulated based on MATLAB according to these parameters and correctness of the design is proved firstly after used compare simulation waves.KeywordsPFC（power factor correction） BOOST converter Avera

11、ge current control Simulation摘要Abstract第1章 緒論1.1 課題背景1.2諧波電流對電網(wǎng)的危害1.3 研究的主要內(nèi)容第2章 功率因數(shù)校正2.1 功率因數(shù)2.1.1 功率因數(shù)的定義2功率因數(shù)校正的基本原理52.2功率因數(shù)校正的一般方法無源功率因數(shù)校正5有源功率因數(shù)校正62.3功率因數(shù)校正技術的發(fā)展趨勢2.3.1 APFC控制電路硬件的發(fā)展趨勢8兩級PFC技術的現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢8單級PFC技術的現(xiàn)狀和發(fā)展9三相PFC技術的發(fā)展92.4本章小結第3章 單項功率因數(shù)校正技術3.1Boost型PFC電路的構成及特點型PFC電路的構成103.1.2 Boost型PFC的

12、特點103.2 Boost型有源功率因數(shù)校正的控制方法電流峰值控制法11平均電流控制法12滯環(huán)電流控制法143.3 UC3854A簡介3.3.1 UC3854A的主要特點153.3.2 UC3854A的內(nèi)部結構153.3.3 引腳說明163.4本章小結第4章 仿真Boost型功率因數(shù)校正電路4.1 主電路參數(shù)設置4.1.1 額定參數(shù)194.1.2 主要電氣參數(shù)204.1.3 升壓電感的計算214.1.4 輸出電容的計算214.1.5 功率元件214.1.6 Cr、Cs、Lr及VD1、VD2、VD3224.2 控制電路4.2.1 控制電路的結構224.2.2 電路工作原理234.2.3 控制電路

13、的設計234.3 開環(huán)電路仿真4.4 閉環(huán)仿真電壓控制環(huán)路部分30電流控制環(huán)路部分31仿真電路構成32閉環(huán)仿真波形及分析324.4.5 仿真結果分析334.5本章小結結論參考文獻致謝附錄1附錄2附錄3附錄 4第1章 緒論1.1 課題背景隨著工業(yè)現(xiàn)代化和電氣化的進展，人們對電能質(zhì)量的要求越來越高。計算機、電子設備、儀器儀表、通信設備和家用電器等對電能質(zhì)量有一定的要求，電能質(zhì)量低可能導致機器無法正常工作甚至不能工作。功率因數(shù)的高低直接影響著電能質(zhì)量的好壞。用電設備過低的功率因數(shù)將使電網(wǎng)波形畸變，線路損耗大；降低整個供電系統(tǒng)的功率因數(shù)，增大系統(tǒng)供電量；降低用電設備的使用壽命；干擾儀器儀表。電力能源在

14、人們生產(chǎn)生活中的作用越來越重要，各種各樣的用電設備也應運而生，然而大多數(shù)的用電設備不是直接使用通用的交流電網(wǎng)提供的交流電作為直接的供電能源，而是通過一定的形式對其進行電壓電流的變換，從而得到各自所需的電能形式。電能的主要變換電路形式有AC-DC、DC-DC、DC-AC和AC-AC四大類。其中，AC-DC變換電路俗稱整流電路，也就是將交流電能變換為直流電能的電路。整流的方式應用最為廣泛，例如家用電器設備電源供電、不間斷電源UPS、汽車工業(yè)、化工工業(yè)、醫(yī)療、航天等人類社會活動的各個領域之中。整流電路可以直接為要求較低的電力電子裝置提供直流電能。整流電路作為電網(wǎng)與電力電子裝置的接口電路，構成直流穩(wěn)壓

15、電源，為電力電子裝置提供高質(zhì)量的直流電能。功率因數(shù)是電力系統(tǒng)的一個重要的技術指標，伴隨著電力電子技術的廣泛應用，開關器件越來越多地用在各種電能變換裝置中。開關器件的引入一方面提高了裝置的變換效率，另一方面也帶來了諧波污染和功率因數(shù)低下等問題。為了消除諧波污染、改善裝置的功率因數(shù)，功率因數(shù)校正技術應運而生。由于環(huán)保意識和可持續(xù)發(fā)展的觀念已深入人心，高效率、高品質(zhì)、無污染地使用電能，已經(jīng)成為當今世界范圍內(nèi)的潮流，因此功率因數(shù)校正技術成為當今功率電子技術領域中的前沿和熱點。鑒于低功率因數(shù)帶來的危害，功率因數(shù)校正變得非常必要，成為電力電子學研究的重要方向之一。改善用電設備功率因數(shù)的工作的重點主要是功率

16、因數(shù)校正電路拓撲結構的研究和功率因數(shù)校正控制集成電路（如UC3842UC3855A系列,KA7524,TDA4814等）的開發(fā)。Boost電路作為一種基本的DCDC變換器，由于具有電感電流連續(xù)、儲能電感也兼作濾波器、可抑制RFI和EMI噪聲、電流波形失真小、輸出功率大、共源極使驅(qū)動電路簡單等優(yōu)點，已廣泛應用于各種電源設計。但典型Boost電路的功率因數(shù)及電路傳輸效率都有待改進?；诖?，本設計研究了一種Boost PFC軟開關電路，它通過構造輔助軟開關電路，最終實現(xiàn)開關管的軟開關。電力電子裝置的大量使用給電網(wǎng)帶來諧波和無功，造成電網(wǎng)的“污染”，解決這種污染的主要途徑之一是使用有源功率因數(shù)校正技術

17、。它在傳統(tǒng)的整流電路中加入有源開關，通過控制有源開關的通、斷來強迫輸入電流跟隨輸入電壓變化，從而獲得接近正弦波的輸入電流和接近1的功率因數(shù)本文研究的主要內(nèi)容是BOOST型功率因數(shù)校正電路及其控制系統(tǒng)設計，用以改善系統(tǒng)的功率因數(shù)，核心還是在如何提高系統(tǒng)功率因數(shù)。1.2諧波電流對電網(wǎng)的危害其實諧波污染和由諧波引起的功率因數(shù)降低等問題早就存在，只不過由于當時開關器件使用的相對較少，對諧波危害尚無深刻認識，在很長時間里并沒有引起人們的足夠重視。一般來講，凡是使用開關器件的裝置都會產(chǎn)生諧波，諧波的產(chǎn)生都會引起功率因數(shù)的降低。早期的電力電子裝置中大量使用的晶閘管和不控整流二極管都是開關器件。因此都會產(chǎn)生諧

18、波污染和功率因數(shù)低下等問題。脈沖狀的交流輸入電流波形中還有大量的諧波電流成分，大量的諧波電流倒流入電網(wǎng)即諧波輻射（harmonica emissions）會對電網(wǎng)造成污染，諧波就是一定頻率的電壓或電流作用于非線性負載時,會產(chǎn)生不同于原頻率的其它頻率的正弦電壓或電流的現(xiàn)象。諧波主要有以下主要危害：（1）諧波電流的“二次效應”，即諧波電流流過線路阻抗而造成的諧波電壓反過來會使電網(wǎng)電壓波形發(fā)生畸變，引發(fā)電路諧振而造成過電流或過電壓而引發(fā)事故。（2）增加附加損耗，降低發(fā)電、輸電及用電設備的效率和設備利用率。（3）使電氣設備（如變壓器、電容器、電機等）運行不正常，加速絕緣老化，從而縮短它們的使用壽命。

19、（4）使繼電保護、自動裝置、計算機系統(tǒng)及許多用電設備運轉不正?；虿荒苷幼骰虿僮鳌?（5）使測量和計量儀器、儀表不能正確指示或計量。 （6）干擾通信系統(tǒng)，降低信號的傳輸質(zhì)量，破壞信號的正常傳遞，甚至損壞通信設備。可見諧波的存在極大地污染了公共電網(wǎng)的用電環(huán)境，必須加以抑制和消除。諧波抑制的途徑：一是使用諧波及無功補償裝置，用其產(chǎn)生與電網(wǎng)諧波頻率相同但相位相反的諧波，抵消其影響。二是制造不產(chǎn)生諧波的裝置。1.3 研究的主要內(nèi)容1、了解功率因數(shù)校正的基本原理型PFC電路的控制策略。2、掌握Boost型功率因數(shù)校正電路的工作原理及其典型控制策略。3、仿真分析平均電流型Boost功率因數(shù)校正電路。 第

20、2章 功率因數(shù)校正2.1 功率因數(shù) 功率因數(shù)的定義 功率因數(shù)校正可簡單地定義為有功功率與視在功率之比，即：其中有功功率是一個周期內(nèi)電流和電壓瞬時值乘積的平均值，而視在功率是電流值與電壓值的乘積。如果電流和電壓是正弦波而且同相，則功率因數(shù)是1.0。如果兩者是正弦波但是不同相，則功率因數(shù)是相位角的余弦。在電工基礎課程中，功率因數(shù)往往就是如此定義，但是它僅適用于特定情況，即電流和電壓都是純正弦波。這種情況發(fā)生在負載由電阻、電容和電感元件組成，而且均為線性（不隨電流和電壓變化）的條件下。因為輸入電路的原因，開關模式電源對于電網(wǎng)電源表現(xiàn)為非線性阻抗。輸入電路通常由半波或全波整流器及其后面的儲能電容器組成

21、，該電容器能夠?qū)㈦妷壕S持在接近于輸入正弦波峰值電壓值處，直至下一個峰值到來時對電容再進行充電。在這種情況下，只在輸入波形的各峰值處從輸入端吸收電流，而且電流脈沖必須包含足夠的能量，以便在下一個峰值到來之前能維持負載電壓。這一過程通過在短時間內(nèi)將大量電荷注入電容，然后由電容器緩慢地向負載放電來實現(xiàn)，之后再重復這一周期。電流脈沖為周期的10%到20%是十分常見的，這意味著脈沖電流應為平均電流的5到10倍。下圖描述了這種情況。圖2-1. 不帶PFC的典型開關模式電源的輸入特性請注意，盡管電流波形有嚴重失真，電流和電壓仍可以完全同相。應用“相位角余弦”的定義會得出電源的功率因數(shù)為1.0的錯誤結論。圖2

22、-2 電流波形的諧波成分圖2-2 顯示了電流波形的諧波內(nèi)容。基波（在本例中為60 Hz）以100%的參考幅度顯示，而高次諧波的幅度則顯示為基波幅度的百分比。注意到幾乎沒有偶次諧波，這是波形對稱的結果。如果波形包含無限窄和無限高的脈沖（數(shù)學上稱為函數(shù)），則頻譜會變平坦，這意味著所有諧波的幅度均相同。順便說一下，這個電源的功率因數(shù)大約為0.6。作為參考，圖2-3 顯示了功率因數(shù)校正完好的電源輸入。它的電流波形和電壓波形的形狀和相位都極為相似。圖2-3 帶接近完美的PFC的電源輸入特性通過以上分析，功率因數(shù)（PF）定義為有功功率與視在功率的比值，用公式表示為式中：I1表示輸入基波電流有效值；Irms

23、表示輸入電流有效值表示輸入電流失真系數(shù)cos表示基波電壓與基波電流之間的相移因數(shù)所以功率因數(shù)可以定義為輸入電流失真系數(shù)與相移因數(shù)cos的乘積。 可見功率因數(shù)（PF）由電流失真系數(shù)和基波電壓、基波電流相移因數(shù)cos決定。cos低，則表示用電電器設備的無功功率大，設備利用率低，導線、變壓器繞組損耗大。同時，值低，則表示輸入電流諧波分量大，將造成輸入電流波形畸變，對電網(wǎng)造成污染，嚴重時，對三相四線制供電，還會造成中線電位偏移，致使用電電器設備損壞。 如何抑制和消除諧波對公共電網(wǎng)的污染，提高功率因數(shù)已成為國內(nèi)外電源界研究的重要課題。PFC技術應用到新型開關電源中，已成為新一代開關電源的主要標志之一。2

24、.1.2功率因數(shù)校正的基本原理功率因數(shù)校正電路基本上是一個AC/DC變換器。一個標準的變換器利用脈沖波寬度調(diào)制（PWM）技術來調(diào)整輸入功率大小，以供應適當?shù)呢撦d所需功率脈沖波寬度調(diào)變器控制切換開關（通常是Power MOSFET）將直流輸入電壓變成一串電壓脈沖波，隨后利用變壓器和快速二極管將其轉成平滑的直流電壓輸出。這個輸出電壓隨即與一個參考電壓進行比較，所產(chǎn)生的電壓差回饋至PWM控制器。這個誤差電壓信號用來改變脈沖波寬度的大小，如果輸出電壓過高，脈沖波寬度會減小，進而使輸出電壓降低，以使輸出電壓恢復至正常輸出值。PFC電路也是利用這個方法，但是加入了一個更先進的元件，使得來自交流電源的電流是

25、一個正弦波并與交流電壓同相位。此時誤差電壓信號的調(diào)變是由整流后的交流電壓和輸出電壓的變化來控制的，最后誤差電壓信號回饋至PWM控制器，也就是說，當交流電壓較高時，PFC電路就從交流電源吸取較多的功率；反之，若交流電壓較低，則吸取較少的功率，如此可以抑制交流電流諧波產(chǎn)生。2.2功率因數(shù)校正的一般方法由功率因數(shù)定義可以知道要提高功率因數(shù)，有兩個途徑：（1）使輸入電壓、輸入電流同相位，此時=1，PF=。（2）是輸入電流正弦化，即（諧波為零），即可以使PF=1。從而實現(xiàn)功率因數(shù)的校正（Power Factor Correction）。正如前面多分析的常用的功率因數(shù)校正方法主要有有源功率因數(shù)校正(APF

26、C)和無源功率因數(shù)校正（PPFC）兩大類。有源功率因數(shù)校正又有分立元器件和集成電路構成之分，立元器件和集成電路構成的功率因數(shù)校正電路又有許多不同的電路形式，而由于采用集成電路構成的功率因數(shù)校正電路具有工作可靠、使用性能好等一系列優(yōu)點，所以采用集成電路組成的有源功率因數(shù)校正電路得到了廣泛應用。雖然有源功率因數(shù)校正電路效果也比較好，但是電路結構比較復雜，成本較高，無源功率因數(shù)校正電路基本采用分立元器件組成，電路結構較有源簡單許多，成本也比較低，只要對諧波電流控制適當，也可以是功率因數(shù)保持較高狀態(tài)，可以滿足較好校正要求。本文主要討論有源功率因數(shù)校正方法。無源功率因數(shù)校正無源功率因數(shù)采用的無源元件多為

27、由電感和電容組成的低通、帶通濾波器，工作在交流輸入市電的工作頻率（50-60Hz），將輸入電流波形進行相移和整形。如果控制的合適的話，系統(tǒng)功率因數(shù)可以提高到0.9以上。但由于工作在市電工作頻率，電感和電容元件的體積都比較大，因而由它們組成的無源功率因數(shù)校正電路的體積也就可能比較大。但電感和電容校正電路具有結構簡單的優(yōu)點，但是另外一方面，他們的補償特性又容易受到電網(wǎng)阻抗、負載特性的影響，并且會由于和電網(wǎng)阻抗發(fā)生諧振而造成電路元器件的損壞，不容易對諧波和無功功率實現(xiàn)動態(tài)補償。盡管它的特點是簡單，無源PFC電路仍有一些缺點。首先，巨大的電感限制了它在許多應用中的實用性。其次，如上所述，為了能在全球范

28、圍內(nèi)使用，需要一個線路電壓范圍開關。增加該開關會增大因操作者錯誤（比如開關位置選擇錯誤）而給電器/系統(tǒng)帶來的風險。最后，未穩(wěn)壓的電壓會提高PFC段后直流-直流轉換器的成本，并降低其效率。實際應用證明：一般不加功率因數(shù)校正環(huán)節(jié)的單相整流器對電網(wǎng)的諧波電流污染十分嚴重，由整流二極管和濾波電容組成的整流濾波電路主要存在如下的問題：（1）一般系統(tǒng)啟動時將會產(chǎn)生很大沖擊電流，約為正常工作電流的十幾倍甚至數(shù)十倍。（2）系統(tǒng)正常工作時，由于整流二極管的導通角很小（一般只有左右），會形成一個幅度很高的窄脈沖，電流波峰因數(shù)高，電流總諧波畸變率通常超過100%，同時還會引起電網(wǎng)電壓波形的畸變。（3）功率因數(shù)都比較

29、低，一般約為0.50.6。有源功率因數(shù)校正有源功率因數(shù)校正電路按拓撲分類有以下幾大類（1）降壓式。因噪聲大，濾波困難，功率開關管上電壓應力大，控制驅(qū)動電平浮動，很少被采用。（2）升降壓式。須用二個功率開關管，有一個功率開關管的驅(qū)動控制信號浮動，電路復雜，較少采用。（3）反激式。輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，適用于150W以下功率的應用場合。（4）升壓式(Boost)簡單電流型控制，PF值高，總諧波畸變因數(shù)(THD)小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。優(yōu)點是電路中的電感L適用于電流型控制，由于升壓型APFC的預調(diào)整作用在輸出電容器C上保持高電壓，所以電容器C體積小、

30、儲能大；在整個交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；當輸入電流連續(xù)時，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性。另外，按按輸入電流的控制原理分類，還有以下幾類：（1） 平均電流型（2） 滯后電流型（3） 峰值電流型（4） 電壓控制型幾種方法各有優(yōu)缺點，很多資料和參考書籍上也有相關介紹。研究比較成熟，應用也比較廣泛。圖2-3顯示了連續(xù)模式PFC 的典型方法。升壓轉換器由一個根據(jù)電流命令信號Vi 對電感電流（轉換器的輸入電流）進行整形的平均電流模式脈沖寬度調(diào)制器(PWM)驅(qū)動。此信號Vi 是輸入電壓Vin 進行幅度變換后的復制品，由電壓誤差信號除以輸入電壓的

31、平方得到（經(jīng)過Cf 濾波，使得它成為和輸入幅度成正比的變換系數(shù)）。用誤差信號去除以輸入電壓幅度的平方似乎并不常見。其目的是使環(huán)路增益（以及瞬態(tài)響應）獨立于輸入電壓。分母中的電壓平方函數(shù)抵消了VSIN的幅度和PWM控制的傳遞函數(shù)（電感中的電流斜率和輸入電壓成正比）。這個方案的缺點在于乘法器乘積的可變性。這就需要增大功率處理元件的設計余量，以解決最壞情況下的功率耗散。圖2-4 經(jīng)典PFC 電路的框圖平均電流模式控制采用一個根據(jù)控制信號Icp來穩(wěn)定平均電流（輸入或輸出）的控制電路。對于一個PFC控制器，Icp由低頻直流環(huán)路誤差放大器產(chǎn)生。電流放大器是電流信號的積分器和誤差放大器。它控制波形調(diào)整，而I

32、cp信號控制直流輸出電壓。電流Icp在Rcp上產(chǎn)生了一個電壓。為保持電流放大器的線性狀態(tài)，其輸入必須相等。因此，在Rshunt上的電壓降必須等于Rcp上的電壓，因為在電流放大器同相端的輸入電阻上沒有直流電流。電流放大器的輸出是一個基于分路上平均電流的“低頻”誤差信號和Icp信號。和電壓模式控制電路的情形一樣，此信號被拿來同振蕩器的鋸齒波信號進行比較，PWM比較器將根據(jù)這兩個輸入信號生成一個占空比。乘法器的交流參考信號輸出(Vi)表示了圖3中的PFC轉換器的輸入電流波形、相位和比例系數(shù)。PWM控制器模塊的任務是使平均輸入電流與參考匹配。為此，一個叫做平均電流模式控制的控制系統(tǒng)將被應用在這些控制器

33、中,這種方案如圖4所示。由上述分析可以得出，對于不同的最終應用要求和主要的推動因素，PFC電路的選擇會有所不同。直到最近，僅有一兩種拓撲被廣泛用于PFC實施。對于較高功率的電路而言，通常選擇的拓撲為在連續(xù)導電模式(CCM)下工作的升壓轉換器，并帶有平均電流模式控制(ACMC)。對于較低功率的應用，一般使用臨界導電模式(CRM)升壓拓撲。因為內(nèi)置PFC的電路應用范圍已經(jīng)拓展，所有對于更多樣化的PFC解決方案的需求也正在不斷增長。許多新興的解決方案使用了成熟拓撲的變形，一些真正創(chuàng)新的技術也已涌現(xiàn)。 圖2-5. 平均電流模式控制電路圖2.3功率因數(shù)校正技術的發(fā)展趨勢 APFC控制電路硬件的發(fā)展趨勢A

34、PFC控制電路的硬件形式正向兩個方向發(fā)展，一是用于APFC的集成控制電路的研發(fā)，國外有多家公司生產(chǎn)用于APFC的專用集成控制器。集成控制器具有體積小、功能強、系統(tǒng)電路簡單等優(yōu)點，因此得到了廣泛應用。二是將控制電路的功能融合到整個AC/DC變換器系統(tǒng)中的電路形式。這種硬件形式不再附加控制器，甚至不再單設開關變換器，而是充分利用某一具體AC/DC變換器的特點，將開關變換器和集成控制器的功能融合到整個系統(tǒng)中去。這種硬件形式是AC/DC技術發(fā)展的新方向。2.3.2兩級PFC技術的現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢目前文獻上研究的兩級PFC技術一般都是指Boost PFC前置級和后隨的DC/DC功率變換級。對Boost P

35、FC前置級而言，研究的熱點主要有兩個，一是功率級的進一步完善，二是PFC控制的簡化。因為在Boost電路中輸出電壓比輸入電壓高，所以最低的中間母線電壓也必須大于最高輸入電壓的峰值，這是由電網(wǎng)電壓的范圍決定的。在我國如果僅考慮單相輸入且最高電壓為270V，則該母線電壓就須設置為385V400V。開關的開通損耗和二極管的反響恢復損耗在PWM硬開關工作狀態(tài)下都回相當大，因此最大的問題是如何減少或者消除這兩種損耗。相應地就有許多軟開關Boost變換器理論的研究，現(xiàn)在較具代表性的有兩種技術，其中一種是有源吸收技術，另一種是無源吸收技術。除了功率級的軟開關技術研究外，另一個人們較為關注的研究方向是PFC的

36、控制技術。目前最為常用的控制技術有三種，即平均電流控制Boost PFC、CCM/DCM邊界控制Boost PFC以及電流箝位控制Boost PFC,下面研究平均電流控制Boost PFC。平均電流控制Boost PFC通過檢測Boost電感電流并與正弦電流基準信號進行比較，所得的誤差信號經(jīng)放大后再與斜坡信號進行比較，產(chǎn)生PWM占空比信號去控制主開關，以實現(xiàn)單位功率因數(shù)和穩(wěn)定輸出電壓。其中正弦電流基準信號由乘法器輸出獲得。這種技術的電壓環(huán)帶寬控制在20Hz以下，電流環(huán)則要求足夠快的以滿足不失真和低諧波的要求。優(yōu)點是定頻控制，功率因數(shù)較高；缺點是要檢測電感電流，控制器外圍參數(shù)設置和選擇較為復雜。

37、2.3.3單級PFC技術的現(xiàn)狀和發(fā)展研究單級PFC技術的目的是減少元器件數(shù)量，降低成本，提高效率簡化控制等。與傳統(tǒng)的兩級電路相比，省掉了一個MOSFET,但增加了一個二極管。另外其控制采用一般的PWM方式，故相當簡單。為了保證高輸入功率因數(shù)，輸入電感的電流應當為電流不連續(xù)模式，在這里控制器的作用是保證快速、穩(wěn)定輸出。功率因數(shù)的高低、諧波電流的高低與電感L的大小和電路的拓撲結構密切相關，這就是近年研究單級PFC結構的真正動機。單級PFC技術的研究仍呈上升的趨勢，原因是其性能尚未打到最優(yōu)，許多問題有待進一步解決。2.3.4三相PFC技術的發(fā)展依據(jù)目前三相PFC技術的發(fā)展情況，在今后幾年三相PFC技

38、術的發(fā)展熱點問題將主要集中在幾個方面：新的拓撲結構的提出；新的控制方法；將其他開關電路組合到三相PFC電路中；研究磁放大式PFC技術；軟開關技術。2.4本章小結有源功率因數(shù)校正技術蓬勃發(fā)展，平均電流型有源功率因數(shù)校正技術適用于大功率，成為工業(yè)設計中首選方式。 第3章 單項功率因數(shù)校正技術我們這里介紹的功率因數(shù)校正技術由于使用了有源器件，所以叫做有源功率因數(shù)校正（Active Power Correction）。一般地講，所有的變流器拓撲，如Buck、Boost、Flybick、Cuck等都可以用作PFC的主電路。但是，由于Boost電路的特殊特點。是他用于PFC較其它電路更為廣泛。我們這里也以

39、Boost電路為背景，介紹PFC的基本原理和實現(xiàn)方面的問題。3.1Boost型PFC電路的構成及特點3.1.1Boost型PFC電路的構成Boost型有源功率因數(shù)校正電路的構成示于圖3-1。它是在不控整流橋之后接Boost（DC/DC）變換器電路構成。圖3-1 Boost型PFC電路原理圖PFC的工作原理如下：主電路的輸出電壓和基準電壓比較后，送給電壓誤差放大器，然后以整流電壓的檢測值作為調(diào)制信號，與電壓誤差放大器的輸出電壓信號共同加到乘法器進行調(diào)制，其輸出值作為控制電感電流的給定信號。這個給定信號與電感電流檢測（反饋）信號比較后，差值送給電流調(diào)節(jié)器。電流調(diào)節(jié)器的輸出經(jīng)過調(diào)制裝換成與電流調(diào)節(jié)器

40、輸出信號成正比的占空比電平，控制開關工作達到使電感電流跟蹤整流電壓，從而實現(xiàn)功率因數(shù)校正的目的。輸入電流越接近正弦電壓，電流中的諧波含量就越少，功率因數(shù)也就越接近于1。 Boost型PFC的特點優(yōu)點：1. 輸入電流連續(xù)。EMI小。2. 有輸入電感，抗瞬態(tài)沖擊性強。3. 開關器件驅(qū)動容易（其源級參考點與電源零是一點）。4. 器件承受的電壓不高于輸出電壓。缺點：1. 輸出輸入之間無絕緣隔離。2. 若開關二極管輸出電容之間存在雜散電感（導線的分布參數(shù)），則高頻工作時容易產(chǎn)生震蕩過壓。對開關安全運行造成危險。咋一看優(yōu)點中的第四點和缺點中的第二點的提法互相矛盾，其實這是一個問題的兩個方面。如果二極管的開

41、關特性優(yōu)異，開通時間很短，開關S、二極管D、輸出電容的導線回路很短，基本上沒有雜散電感，則通過二極管和電容就可以很好的實現(xiàn)對開關電壓的鉗位。反之，高頻工作時就可能出現(xiàn)高頻振蕩導致的瞬態(tài)過電壓。其實在其它拓撲中也存在因分布參數(shù)導致的特殊問題，必須具體問題具體分析。3.2 Boost型有源功率因數(shù)校正的控制方法 對于圖3-1的拓撲。實現(xiàn)功率因數(shù)校正有幾種工作方式可供選擇。從電感電流是否連續(xù)可分為CCM(Coutinuum Current Mode)模式和DCM（Disconnected Current Mode）模式兩類。這里我們僅介紹CCM模式。CCM模式下工作的Boost型PFC仍有三種方式：

42、電流峰值控制發(fā)、平均電流控制 發(fā)和滯環(huán)電流控制法。各種控制方法的區(qū)別主要體現(xiàn)在控制系統(tǒng)的構成上。3.2.1電流峰值控制法 電流峰值控制法的系統(tǒng)構成示于圖3-2。電壓環(huán)的構成與圖3-1沒有區(qū)別，電流環(huán)的反饋電流取自電感電流，但開關的控制電平到低取決于電感電流峰值是否達到電流給定值。這樣在控制上就保證了電感電流的峰值不超過給定的電流指令。由于電感電流連續(xù)且紋波很小的情況下電感電流峰值與平均電流很接近，因此這種方法可以很好地實現(xiàn)PFC。但是，需要注意的是，這個前提條件實際是要求輸入電感必須足夠大。因為開關的門極電平影響電感電流的高頻調(diào)制，當開關閉合時電感電流上升，當電感電流達到指令電流值時開關斷開，

43、在下一個周期內(nèi)，開關將再一次閉合重復工作。因此如果電感值不夠大，電感電流將很快衰減，造成較大的電流諧波使電流波形的質(zhì)量下降。 圖3-2 電流峰值發(fā)控制的Boost型PFC電路原理圖另外，當電感電流以工頻頻率從零逐漸變化到最大值時，開關的占空比由大逐漸變小，占空比有時大于0.5，有時小于0.5，因此有可能產(chǎn)生諧波震蕩（Sub-harmonic Oscillation）。為了防止震蕩，必須在比較器的輸入端正加一個斜率補償器（Slope compensation）。峰值電流控制發(fā)的主要優(yōu)點是：1 恒頻控制2 電流連續(xù)，開關電流定額小。電流有效值小，EMI小3 控制易于實現(xiàn)4 可實現(xiàn)快速電流保護，由于

44、開關電流的峰值就是電感電流的峰值，故可以用開關電流檢測值實現(xiàn)控制峰值電流控制法的主要不足是：1 電感電流峰值與高頻狀態(tài)空間平均值之間的誤差在一定條件下相當大，以至于無法滿足低諧波含量的要求2 另外峰值電流控制法對噪聲相當敏感，這會對控制效果造成影響可以實現(xiàn)峰值電流控制的IC有ML4812、ML4819、TK84812、TK84819等。3.2.2平均電流控制法平均電流控制法的系統(tǒng)構成示于圖3-3。它與峰值電流控制法的區(qū)別在于電流調(diào)節(jié)器。峰值電流控制法的電流控制器是由比較器實現(xiàn)的，而平均電流控制法的電流調(diào)節(jié)器是有一個積分調(diào)節(jié)其實現(xiàn)的。由積分的平均作用實現(xiàn)了對開關占空比的調(diào)節(jié)，使電流實現(xiàn)了平均值控

45、制。由于電流調(diào)節(jié)器有較高的通頻帶，可以快速而精確地對電流誤差進行校正，故容易實現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。實際上，要想使輸入電流在工頻半周期內(nèi)的上升段和下降段都很好地跟蹤直流電壓是有一定困難地，這是由于在恒頻工作條件下兩個階段中導致電感電流的變化的外部條件是不同的。反映在峰值電流控制系統(tǒng)中是需要加入斜坡補償函數(shù)，反映在平均電流控制中則是需要對電流環(huán)加入補償網(wǎng)絡。相比之下補償網(wǎng)絡的加入相對容易些。平均電流控制法的主要優(yōu)點是：1 恒頻控制2 電流連續(xù)，開關電流定額小。電流有效值小，EMI小3 能抑制開關噪聲4 輸入電流失真小平均電流控制法的主要不足是：1 控制電路復雜2 需要電流環(huán)補償網(wǎng)絡可用于電流平均

46、控制的IC有：UC3854、TK83854、ML4821等。 圖3-3 平均電流控制法的Boost型PFC電路原理圖3.2.3滯環(huán)電流控制法滯環(huán)電流控制的系統(tǒng)構成示于圖4-4。這種控制方式與上述兩種控制系統(tǒng)的區(qū)別在于實現(xiàn)電流和開關控制的電路由一個比例放大器和一個滯環(huán)比較器實現(xiàn)。當反饋電流與給定電流之差大于設置的滯環(huán)寬度時比較器翻轉，對開關器件進行通斷控制。由此不難看出其控制效果是使電感電流在給定的平均電流指令上下一定的誤差帶內(nèi)。 圖3-4 滯環(huán)電流控制法的Boost型PFC電路原理圖滯環(huán)電流控制法的主要優(yōu)點是：1 實現(xiàn)簡單2 電流連續(xù)，開關電流定額小。電流有效值小，EMI小3 輸入電流失真小滯

47、環(huán)電流控制法的主要不足是：1 非恒頻控制，對噪聲較敏感3.3 UC3854A簡介UC3854A是一種高功率因數(shù)校正器(或稱預調(diào)器)集成控制電路芯片。它的主要特點是:可以控制AC-DC BOOST PWM變換器的輸入端功率因數(shù)接近于1；限制輸電流的THD小于3%；采用平均電流控制方法；恒頻控制；電流放大器的頻帶較寬(5MHz)等。UC3854A包括:電壓放大器VA、模擬乘法除法器M、電流放大器CA、固定頻率脈寬調(diào)制器PWM、功率MOS管的門極驅(qū)動器、7.5伏基準電壓、以及軟啟動、輸入電壓前饋、輸入電壓鉗位、過電流比較器等。 UC3854A的主要特點UC3854是一款高功率因數(shù)的集成控制電路，其主

48、要特點如下：（1）采用升壓PWM控制，功率因數(shù)接近1。（2）寬限輸入，線電壓前饋調(diào)整，線電流畸變小于3%。（3）采用定額平均電流模式控制。 （4）內(nèi)置高頻寬帶放大器，失調(diào)電流小。（5）啟動電流進一步降低，僅為300uA。（6）乘法器/除法器性能進一步提高。（7）具有電流放大器電壓放大器輸出鉗位功能。（8）內(nèi)置使能比較器，速度精度都進一步提高。（9）欠壓鎖定閥值可選。3.3.2 UC3854A的內(nèi)部結構UC3854芯片集成電路的內(nèi)部結構如圖3-5所示，它為電源提供有源功率因數(shù)校正，還按正弦的電網(wǎng)電壓來鉗制非正弦的電流變化，能最佳的利用供電電流使電網(wǎng)電流失真最小。UC3854主要包含一個電壓放大器

49、、一個模擬乘法器、一個電流放大器、一個恒頻脈寬調(diào)制器（PWM）。另外，UC3854還包含一個功率兼容的柵極驅(qū)動器、7.5V參考電壓、電網(wǎng)預置器、負載變化比較器、低電源檢測器和過流比較器?，F(xiàn)對UC3854內(nèi)部的各個功能模塊介紹如下：欠壓封鎖比較器（UVLC）：電源電壓高于16V時，基準電壓建立，振蕩器開始震蕩，輸出級輸出PWM脈沖。當電源電壓低于1V時，基準電壓中斷，振蕩器停振，輸出級被鎖死。使能比較器（EC）：使能腳（10腳）輸入電壓高于2.5V時，輸出級輸出驅(qū)動脈沖，使能腳輸入電壓低于2.25V時，輸出級關斷。以上兩比較器的輸出都接到與門輸入端，只有兩個比較器都輸出高電平時，基準電壓才能建立

50、，器件才輸出脈沖。圖3-5 UC3854A內(nèi)部結構電壓誤差放大器（VEA）：功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后，加到該放大器的反相輸入端，與7.5V基準電壓比較，其差值經(jīng)放大后加到乘法器的一個輸入端（A端）。乘法器（MUL）：乘法器輸入信號除了誤差電壓外，還有與已整流交流電壓成正比的電流 (B端)和前饋電壓。電流誤差放大器（CEA）：乘法器輸出的基準電流和兩端產(chǎn)生基準電壓。電阻兩端壓降與兩端電壓想減后的電流取樣信號。加到電流誤差放大器的輸入端，誤差信號經(jīng)放大后，加到PWM比較器，與振蕩器的鋸齒波電壓比較，調(diào)整輸出脈沖的寬度。振蕩器（OSC）：振蕩器的振蕩頻率由14腳和12腳外接電容和電阻決

51、定，只有建立基準電壓后，振蕩器才開始震蕩。PWM比較器（PWM COMP）：電流誤差放大器輸出信號與振蕩器的鋸齒波電壓經(jīng)該比較器后，產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號，該信號加到觸發(fā)器。觸發(fā)器（FLIP-FLOP）：振蕩器和PWM比較器輸出信號分別加到觸發(fā)器的R、S兩端，控制觸發(fā)器輸出脈沖，該脈沖經(jīng)與門電路和推拉輸出級后。驅(qū)動外接的功率MOSFET?；鶞孰娫矗≧EF）：該基準電壓受欠壓封鎖比較器和使能比較器控制，當這兩個比較器都輸出高電平時，9腳可輸出7.5V基準電壓。峰值電流限制比較器（LMT）:電流取樣信號加到該比較器的輸入端，輸出電流達到一定數(shù)值后，該比較器通過觸發(fā)器關斷輸出脈沖。3.3.3 引腳說明UC

52、3854A采用16管腳或20管腳封裝，下面以16腳為例進行介紹： 圖4-6 UC3854A 16管腳圖（1）Gnd:信號地。實際應用中，Vcc和REF與該段之間接旁路電容。另外由于該端還與振蕩器定時電容相連構成放電回路，因此該端與定時電容之間的引線應盡可能短。（2）PKLMT:峰值電流限幅信號輸入端。該端是電流限幅比較器的反相輸入端，通過電阻分壓器與電流檢測電阻相連。電流檢測電阻與電流互感器相連，電流互感器采用負電壓輸出結構。PKLMT引腳的閥值電壓為0。電阻分壓器中位于該端與9腳之間的電阻相當于補償電阻，能夠使負的電流檢測信號的電位升至地電平。（3）CA OUT 電流誤差放大器輸出端。該端對

53、線電流進行檢測，生成相應的PWM信號，實現(xiàn)對電流波形的校正。需要的時候，電流誤差放大器的輸出信號可以接近地電位，以實現(xiàn)零占空比。在控制器被禁止時，電流誤差放大器能保持正常工作狀態(tài)。電流誤差放大器的輸出級由射極跟隨器構成，并通過一8K歐電阻接地。（4）Isense 電流檢測信號輸入端。該端電流誤差放大器的反相輸入端。電流誤差放大器在其反相輸入端和非反響輸入端上輸入的信號為負也能正常工作。但由于著兩個輸入端采用的是二極管保護，因此兩個輸入端的電位不可低于-0.5V。（5）Mult Out乘法器輸出端。也是電流誤差放大器的非反響輸入端。乘法器輸出的是電流信號，與誤差放大器的非反響輸入端同樣，都具有高

54、阻抗特性，因此誤差放大器可以構成差動放大器以抑制地噪聲（6）IAC 交流電流信號輸入端。該段是乘法器唯一直接與外部相連的輸入端，標稱電壓為6V，用于實現(xiàn)對瞬時輸入線電壓的檢測。該段通過兩只外接電阻分別與REF和整流輸出電壓相連。如果與REF相連的電阻阻值是整流電壓輸出端相連電阻阻值的1/4，6V的失調(diào)電壓將被完全抵消，此時線電流的交越失真最小。（7）VA OUT 電壓誤差放大器輸出端。與電流誤差放大器輸出端一樣，在控制器被禁止時，電壓誤差放大器同樣能保持正常工作。這意味著，跨接在電壓誤差放大器上的大容量反饋電容，在控制器被瞬間禁止的周期內(nèi)仍將保持充電狀態(tài)。當電壓誤差放大器的輸出低于1V時，乘法

55、器的輸出端在控制器內(nèi)部被箝位在5.8 V.電壓誤差放大器的輸出級也由射極跟隨器構成，并通過一8K電阻接地。（8）Vrms 線電壓有效值信號輸入端。升壓PWM調(diào)節(jié)器的輸出信號與輸入線電壓成正比，當輸入窄帶升壓PWM調(diào)節(jié)器的線電壓發(fā)生變化時，升壓PWM調(diào)節(jié)器的輸出信號會立刻改變，并緩慢地回復到穩(wěn)壓值。如果Vrms上的電壓信號與輸入線電壓的有效值成正比，就能實現(xiàn)對線電壓變化的補償。為獲得最佳控制效果，Vrms上的電壓取值范圍應在1.53.5V之間。（9）Vref 基準電壓輸出端。該端是7.5V精密基準電源的輸出端，能夠提供10mA的驅(qū)動電流，并具有短路電流限幅功能。當Vcc上的電壓過低或ENA為低電平時，基準電壓輸出端被禁止。為提高基準電壓的穩(wěn)定性，需在Vref和Gnd之間外接一電容，容量不低于0.1F。（10）ENA 使能端。該端是邏輯電平輸入端，用