基于TMS320LF2407A的直流電機調速系統(tǒng)的設計

1、現(xiàn)代化建設離不開機械，而機械運轉的動力很多是由電機提供的，這主要包括了直流電機和交流電機兩種，雖然交流電機的發(fā)展將最終取代直流電機，但直流電機還將在很長一段時間里一直占據(jù)重要地位。直流電動機具有良好的啟動、制動性能，宜于在大范圍內平滑調速，在許多需要調速和快速正反向的電力拖動領域中得到了廣泛地應用。特別是如軋鋼機、龍門刨床和高精度機床等傳動中，直流電機都占主要地位。1、直流電機概述直流電機調速方法定子勵磁繞組通過直流電流I時產生勵磁磁勢F和主磁通。電樞繞組通過電樞電流I，則產生電樞反應磁勢F。由于直流屯機的電刷在幾何中線AB上，因此勵磁磁勢F與電樞反應磁勢F。正交。通常直流電機在其主磁極上加有

2、補償繞組，電樞反應磁勢對主磁通沒有影響。直流電機電樞繞組中的電流I。與定子主磁通相互作用，產生電磁力和電磁轉矩，電樞因而轉動。這種機理使直流電動機具有良好的轉矩控制特性，從而有優(yōu)良的轉速調節(jié)性能。 因此，調速方法三種：(1)調節(jié)電樞供電電壓u改變電樞電壓主要是從額定電壓往下降低電樞電壓，從電動機額定轉速向下變速，屬恒轉矩調速方法對于要求在一定范圍內無級平滑調速的系統(tǒng)來說，這種方法最好。I變化遇到的時間常數(shù)較小，能快速響應，但是需要大容量可調直流電源。(2)改變電動機主磁通西改變磁通可以實現(xiàn)無級平滑調速，但只能減弱磁通，從電動機額定轉速向上調速，屬恒功率調速方法。I變化時遇到的時問常數(shù)同I變化遇

3、到的相比要大得多，響應速度較慢，但所需電源容量小。(3)改變電樞回路電阻R在電動機電樞回路外串電阻進行調速的方法，設備簡單，操作方便但是只能有級調速，調速平滑性差，機械特性較軟：空載時幾乎沒什么調速作用；在調速電阻上消耗大量電能。改變電阻調速缺點很多，目前很少采用，僅在有些起重機、卷揚機及電車等調速性能要求不高或低速運轉時間不長的傳動系統(tǒng)中采用。弱磁調速范圍不大，往往是和調壓調速配合使用，在額定轉速以上作小范圍的升速。因此，自動控制的直流調速系統(tǒng)往往以調壓凋速為主，必要時把調壓調速和弱磁調速兩種方法配合起來使用。改變電阻調速缺點很多，目前很少采用，僅在有些起重機、卷揚機及電車等調速性能要求不高

4、或低速運轉時間不長的傳動系統(tǒng)中采用。弱磁調速范圍不大，往往是和調壓調速配合使用，在額定轉速以上作小范圍的升速。因此，自動控制的直流調速系統(tǒng)往往以調壓凋速為主，必要時把調壓調速和弱磁調速兩種方法配合起來使用。 對于要求在一定范圍內無級平滑調速的系統(tǒng)來說，以調節(jié)電樞供電電壓的方式為最好。改變電阻只能有級調速;減弱磁通雖然能夠平滑調速，但調速范圍不大，往往只是配合調壓方案，在基速(即電機額定轉速)以上作小范圍的弱磁升速。因此，現(xiàn)實中直流調速系統(tǒng)往往以調壓調速為主。1.2直流調速系統(tǒng)發(fā)展因為直流電機調速主要采用調壓調速，調節(jié)電樞電壓需要有專門的可控直流電源，所以，以可控直流電源的發(fā)展可把直流電機調速分

5、為三個階段:旋轉變流機組;靜止式可控制整流器;直流斬波器或脈寬調制變換器。20世紀60年代以前廣泛使用的是旋轉變流機組，由交流電動機拖動直流發(fā)電機G實現(xiàn)變流，由G給需要調速的直流電動機M供電，調節(jié)G的勵磁電流i，即可改變輸出電壓U，從而調節(jié)電動機的轉速刀。這樣的調速系統(tǒng)簡稱G一M系統(tǒng)。系統(tǒng)設備多，體積大，費用高，效率低，安裝需打地基，運行有噪聲，維護不方便。此后，開始采用各種靜止式的變壓或變流裝置來替代旋轉變流機組。靜止式變流裝置供電的直流調速系統(tǒng)最開始時采用的是閘流管或汞弧整流器的離子拖動系統(tǒng)。它雖然克服了旋轉變流機組的許多缺點，而且還大大縮短了響應時間，但閘流管容量小，汞弧整流器造價高，維

6、護麻煩，萬一水銀泄露，將會污染環(huán)境，危害人身健康。1957年，晶閘管的問世使變流技術產生了根本性變革。通過調節(jié)GT的控制電壓姚來控制觸發(fā)脈沖的相位，即可改變平均整流電壓價，從而實現(xiàn)平滑調速。與旋轉變流機組及離子拖動變流裝置相比，晶閘管整流裝置不僅在經濟性和可靠性上都有很大提高，而且在技術性能上也有較大優(yōu)勢。但是晶閘管屬于半控型器件，使得其在V-M系統(tǒng)中的應用受到一定限制。到了20世紀70年代以后，隨著電力電子技術的發(fā)展，出現(xiàn)了全控型器件一GTO、MOSFET、IGBT等。采用簡單的單管控制時，稱作直流斬波器，后來逐漸發(fā)展成各種脈沖寬度調制的開關電路，簡稱脈寬調制變換器 (PWM)。80年代，以

7、晶閘管為功率開關器件的斬波調壓調速器以其無級、高效、節(jié)能而得到大力推廣。但晶閘管斬波調速器不足之處是:晶閘管一旦被觸發(fā)，其關斷必須依賴換流電容和換流電感振蕩產生反壓來實現(xiàn)，增加了裝置的成本和換流損耗;電源電壓下降還會導致?lián)Q流失敗，使系統(tǒng)的可靠性降低;此外，由于晶閘管的開、關時間比較長，加上存在換流環(huán)節(jié)，使得斬波器的工作頻率不能太高(一般在30OHz以下)，電機上的力矩脈動和電流脈動比較嚴重。隨著現(xiàn)代電力電子技術的發(fā)展，具有自關斷能力并可在高速下工作的功率器件(IGBT等功率器件)作為開關元件的PWM直流調速系統(tǒng)成為更為先進的直流調速方案，使直流電動機系統(tǒng)的精度、動態(tài)性能、可靠性有了更大的提高。

8、1.3 直流調速系統(tǒng)國內外發(fā)展現(xiàn)狀我國從六十年代初試制成功第一只硅晶閘管以來，晶閘管直流調速系統(tǒng)也得到迅速地發(fā)展和廣泛地應用。目前，用于中、小功率的晶閘管直流調速裝置己作為標準化、系列化通用產品批量生產，用于大功率的200OKW系列產品也開始在某些大型軋機上試用。晶閘管供電的直流調速系統(tǒng)在我國國民經濟各部門得到廣泛地應用。隨著各種新型控制器件的發(fā)展，直流電動機晶閘管調速系統(tǒng)除向大功率(單機容量已達數(shù)千瓦)發(fā)展以外，正在實現(xiàn)控制單元標準化、集成化、小型化、積木式組合化。對某些中小功率裝置，正在做到使電動機和控制設備組和一體化。尤其是近年來，國外各廠家竟相推出全數(shù)字化直流調速裝置，使得直流調速系統(tǒng)

9、在理論和實踐方面都邁上了一個新臺階。國外主要電氣公司如瑞典的ABB公司、德國的西門子公司、AEG公司、日本的三菱公司、東芝公司、美國的GE公司、西屋公司等，均己開發(fā)出全數(shù)字直流調速裝置，有成熟的系列化、標準化、模板化的應用產品。我國關于數(shù)字直流調速系統(tǒng)的研究主要有:綜合性最優(yōu)控制、補償PID控制、PID算法優(yōu)化，很少將模糊控制等智能技術應用于其中。隨著新型電力半導體器件MOSFET、IGBT等的發(fā)展，開關器件具有了開關速度快、驅動簡單和可自關斷等優(yōu)點，克服了晶閘管的主要缺點。我國直流速正向著脈寬調制方式發(fā)展。數(shù)字控制可由通用的DSP來實現(xiàn)，DSP除完成數(shù)字運算外，還可以實現(xiàn)PID以及其它各種特

10、殊的控制算法，可以存儲和計算不同條件下的速度設定值及變化規(guī)律。此外還可以對各種工藝參數(shù)進行檢測、顯示、越限報警和打印報表等，通過總線控制還可以用一臺計算機控制多臺調速裝置，這些技術特點為直流調速控制器裝置迅速由模擬向數(shù)字化轉化。連續(xù)控制系統(tǒng)中由模擬電子電路構成的調節(jié)器，由于校正參數(shù)不容易調整，對控制對象適用能力差，難于實現(xiàn)各種新型的控制方法。此外，模擬電路對狀態(tài)量的檢測精度不高，模擬式元件集成度不高，這些制約了電氣傳動的發(fā)展。隨著DSP技術、超大規(guī)模集成電路、新型電力開關器件和傳感器的出現(xiàn)，以及自動控制理論、電力電子技術、計算機控制技術的深入發(fā)展，電氣傳動裝置不斷向前發(fā)展。DSP技術的應用使電

11、氣傳動控制系統(tǒng)趨向于數(shù)字化、智能化，極大地推動了電氣傳動的發(fā)展。近年來，一些先進國家陸續(xù)推出并大量使用以DSP為核心的多種交、直流電氣傳動裝置。1.4本文研究的主要內容直流調速系統(tǒng)采用DSP實現(xiàn)數(shù)字化控制，是電氣傳動發(fā)展的主要方向。采用DSP控制后，整個調速系統(tǒng)可以實現(xiàn)全數(shù)字化，結構簡單，可靠性提高，操作維護方便，電機穩(wěn)態(tài)運行時的精度可達到較高水平，各項指標均能較好地滿足工業(yè)生產中高性能電氣傳動的要求。TMS320LF2407A自身帶有高精度A/D轉換器以及PWM脈寬調制電路，還嵌入了許多外圍設備，這些都使其非常適合于直流PWM調速控制，從而能夠成功解決以往同類產品實現(xiàn)調速控制時軟件開銷大，實

12、時性不強的問題。在通過DSP控制速度的同時，也結合了PID數(shù)字調節(jié)器，這樣可以精確控制速度，以此消除以往其它控制方式所產生的穩(wěn)態(tài)誤差及更有效地消除電路的干擾。2基于DSP控制電機的工作原理2.1 連續(xù)控制與數(shù)字控制的特點連續(xù)控制系統(tǒng)是以反饋控制理論為基礎，由模擬電子電路構成控制器，因而存在如下主要弱點：(1)由運算放大器構成的PID調節(jié)器，其參數(shù)一經設定，不易經常調整，對工況的變化和對象的變化自適應能力差；(2)模擬控制器很難實現(xiàn)高級的控制策略和控制方法，難以實現(xiàn)對交流電機這樣復雜對象的控制；(3)受成本的限制，對反饋量的模擬電路檢測精度不高，因而控制精度也不易提高；(4)用模擬器件構成的控制

13、電路集成度不高，硬件復雜，可靠性低，可重復性差。因而，連續(xù)控制已經不能適應運動控制系統(tǒng)的發(fā)展需要。以微處理器為核心的數(shù)字控制系統(tǒng)，不僅克服了上述連續(xù)控制的弱點，而且可以實現(xiàn)原連續(xù)控制不可想象的高復雜程度、高精度的控制，為運動控制注入了新的活力，并將其推向更高的發(fā)展階段。數(shù)字控制的主要特點如下：(1)控制系統(tǒng)集成度高，硬件電路簡單而且統(tǒng)一，可靠性高，可重復性好，對于不同的控制對象和控制要求，只需改變控制算法軟件即可，可以實現(xiàn)同一控制器既可控制直流電機又可控制交流電機。(2)數(shù)字控制器的輸入輸出通道可以實現(xiàn)控制量的模擬輸出、反饋量的數(shù)字輸入，具有數(shù)據(jù)采集速度快、值域范圍寬、分辨率高、精度高等特點，

14、為實現(xiàn)高性能的運動控制系統(tǒng)打下了基礎。(3)采用高速數(shù)字信號處理器為控制器，可以實現(xiàn)復雜的高性2.2 基于DSP控制電機的主要特點電動機的DSP控制系統(tǒng)大都是數(shù)字部件和模擬部件組成的混合系統(tǒng)，而全數(shù)字控制系統(tǒng)則是當前發(fā)展的方向。在電動機的DSP控制系統(tǒng)中，通常存在模擬信號和數(shù)字信號，既有連續(xù)信號，又有離散信號。例如：電動機的電流和電壓為連續(xù)模擬信號，它們經過采樣保持后成為離散模擬信號；利用鍵盤輸入的給定信號是數(shù)字信號，絕對編碼器檢測的位置信號也是數(shù)字信號。雖然DSP有模數(shù)轉換接口，但是模數(shù)轉換需要花費芯片的計算時間，而且DSP操作運算時只能識別和處理數(shù)字量，只能依次處理，所以DSP與外界信息傳

15、遞和處理總是一個采樣過程，電動機的DSP控制系統(tǒng)也必然是一種離散系統(tǒng)。傳統(tǒng)的數(shù)字控制系統(tǒng)一般以單片機作為其控制核心，采用DSP作為直流電機的控制核心則有單片機無法比擬的優(yōu)勢：運算速度快、精確度高、存儲量大，并且具有邏輯控制功能以及各種中斷處理能力，豐富的數(shù)字輸入輸出端口，以及電機專用的PWM輸出口。DSP將這種控制硬件集成在一個芯片之中，芯片的功能也會隨著集成電路技術的不斷進步而變得越來越強大。基于DSP的電機控制主要有以下特點：(1)DSP芯片采用哈佛結構或者采用改進的哈佛結構，其數(shù)據(jù)與程序運用相互獨立的總線結構，從而計算能力有效提高。DSP芯片具有豐富的邏輯判斷功能以及大容量的存儲單元，一

16、些復雜的控制規(guī)律，比如參數(shù)識別、優(yōu)化控制、智能控制等現(xiàn)代控制理論和算法，將能夠更容易的應用。(2)DSP的應用使得電機控制器的硬件能夠設計得更小，重量也更輕，并且功耗也下降。(3)DSP的應用使得系統(tǒng)運行的可靠性增強，主要是由于DSP芯片設計保證了元器件在額定工作狀態(tài)下平均無故障時間遠遠超過分立元器件構成的模擬電路。(4)數(shù)字電路不存在溫漂問題，不存在參數(shù)變化的影響。內部計算精度很高，所以被控量可以較大也可以較小。(5)DSP將硬件的統(tǒng)一性和軟件的靈活性有效的結合，DSP電機控制電路硬件可以統(tǒng)一，比如DSP控制三相逆變器驅動相應的感應電動機、無刷直流電動機、永磁同步電動機，他們的硬件結構基本上

17、統(tǒng)一。軟件則須根據(jù)具體的被控量的控制規(guī)律進行具體編程，并且在不同的工作情況下，可以調試選擇更適合的參數(shù)、控制系統(tǒng)結構、控制策略等，從而系統(tǒng)具有很強的靈活性。能的各種控制策略和方法，如矢量控制、多變量模糊控制等。由于軟件的靈活性，可以盡可能充分地實現(xiàn)人工智能，更好地適應控制系統(tǒng)的復雜多交。(4)借助一些人機界面設備(如與處理器相連的液晶顯示屏、控制面板、觸摸屏等)實現(xiàn)對系統(tǒng)運行狀態(tài)的監(jiān)控、預警、故障診斷等功能；借助處理器的通訊能力實現(xiàn)與上位機的通訊；借助現(xiàn)場總線技術實現(xiàn)底層控制設備的聯(lián)網(wǎng)；因而更方便地實現(xiàn)高復雜度的多機協(xié)同工作。2.3 基于DSP技術的數(shù)字式直流調速系統(tǒng)DSP技術應用于直流電動機

18、調速系統(tǒng)是近十年的事情。利用DSP功能多、容量大、運算速度快、控制規(guī)律容易改變等優(yōu)點，可以很方便的通過軟件編程實現(xiàn)速度調節(jié)器、電流調節(jié)器和電壓調節(jié)器的控制算法，并且可提高閉環(huán)精度，具有比模擬系統(tǒng)高許多的動、靜態(tài)性能指標。并且DSP引入到調速系統(tǒng)后，整個系統(tǒng)可具有自診斷能力，維護檢修方便，可靠性提高等特點。數(shù)字式直流調速系統(tǒng)在國外發(fā)達國家，以成為直流電氣傳動方向的主流，而在國內這方面的發(fā)展還不太令人滿意，基本上采用國外產品，但由于國外產品價格較高，且不太適合中國國情，故迫切需要研制一套適合中國國情的智能型直流PWM調速控制器。從已經有的成功經驗來看，采用DSP技術構建直流有刷電動機三閉環(huán)調速系統(tǒng)

19、是可行的。在芯片的選擇上，使用了TI公司專門為電機量身設計的DSP芯片TMS320LF2407A，它是TMS320C2000電機專用芯片家族中性價比最優(yōu)的一款16位處理器芯片?；贒SP芯片TMS320LF2407A的數(shù)字式三閉環(huán)直流調速系統(tǒng)原理框圖如下： 圖2-2 單閉環(huán)控制的數(shù)字式直流脈寬調速系統(tǒng)原理框圖此處我們選用TI公司出品的16位高性能DSP芯片TMS320LF2407A作為主控器件，由于TMS320LF2407A本身帶有高精度A/D轉換器，使得A/D轉換非常方便，可以省去單獨的模擬轉換器。另外，TMS320LF2407A還帶有多達12路的脈寬調制輸出通道，可方便的產生對稱式或非對稱

20、式的PWM脈沖信號，這樣我們便可以省去模擬電路中脈寬調制器UPW及調制波發(fā)生器GM等模擬環(huán)節(jié)。設計中在主控電路方面保留了相應的隔離驅動電路部分，速度、電流和電壓檢測仍采用模擬電路。由于結合了模擬電路和數(shù)字電路的優(yōu)點，使得整個調速系統(tǒng)既具有響應速度快，穩(wěn)定度好的特點，又可提高速度精度和系統(tǒng)的動、靜態(tài)性能指標，并且充分利用DSP自身特點，使整個控制器體積減小、方便靈活、價格低廉。圖2-2中描述的基于DSP技術的數(shù)字式直流單閉環(huán)調速系統(tǒng)的基本工作原理為：首先，由用戶給定電機轉速信號經速度給定預處理電路處理后送入DSP芯片的A/D轉換通道ADCIN00，經過A/D轉換后送入DSP片內由軟件生成的數(shù)字式

21、速度調節(jié)器與來自光電開關和碼盤轉換，再經過速度反饋預處理電路后，送入DSP芯片的捕獲單元轉換通道中的數(shù)字速度信號進行運算處理，處理后的信號送入單環(huán)調節(jié)器，運算處理的數(shù)字信號繼續(xù)向前送往DSP芯片的PWM脈寬調制電路，根據(jù)運算處理的相應結果修改EVA模塊中比較單元的16位比較寄存器和的值并裝入，再通過與EVA模塊中周期寄存器的值相比較并通過軟件編程對其它相關寄存器進行相應設置，便可自動生成四路對稱式PWM信號。由DSP芯片生成的四路對稱式PWM信號經過外圍硬件隔離驅動電路的處理，用于進一步為由四只功率MOSFET組成的H型PWM變換器和有刷直流電動機構成的主電路提供相匹配的驅動信號。當用戶給定速

22、度信號發(fā)生變化時，電壓、電流和速度負反饋預處理電路中的反饋信號也將發(fā)生實時變化，并經過DSP構成的高速數(shù)字調節(jié)器進行運算處理后重新生成相應脈沖寬度的四路PWM信號，通過調節(jié)PWM脈沖寬度便可輕松達到調壓調速的目的，從而實現(xiàn)對直流電動機轉速的實時控制，完成對數(shù)字式直流單閉環(huán)調速系統(tǒng)的設計。2.4 TMS320LF2407A高性能數(shù)字信號處理芯片簡介TMS320LF2407A系列是TMS320C2000家族中最新、功能強大的DSP芯片，是當今世界上集成度較高、性能較強、低成本的運動控制芯片，對電機運行的數(shù)字化控制非常實用。幾種先進外設被集成到該芯片內，以形成真正的單芯片控制器。它與現(xiàn)存24x DS

23、P控制器芯片代碼兼容的同時，TMS320LF2407A芯片具有處理性能更好、外設集成度更高、程序存儲器更大、A/D轉換速度更快等優(yōu)點，是電機數(shù)字化控制的升級產品，圖2-1為TMS320LF2407A DSP控制器功能結構。其主要特點如下：（1）由于采用了高性能的靜態(tài)CMOS制造技術，因此給DSP具有低功耗和高速度的特點。工作電壓，有4種低功耗工作方式。單指令周期最短為25ns(40MHz),最高運算速度可達40MIPS，四級指令執(zhí)行流水線。低功耗有利于電池的應用場合；而高速度非常使用于電動機的實時控制。（2）由于采用了TMS320C2xx DSP CPU內核，因此保證了與TMS320C24x系

24、列DSP的代碼兼容性。（3）片內繼承了32K字的Flash程序存儲器、2K字的單口RAM、544字的單口RAM。因而使該芯片可用于產品開發(fā)。可編程的密碼保護能夠充分的維護擁護的知識產權。（4）提供外擴展64K字程序存儲器、64K字數(shù)據(jù)存儲器、64字I/O的能力。（5）兩個專用于電動機控制的時間管理器（EV），每一個都包含：2個16位通用定時器；8個16位脈寬調制（PWM）輸出通道；1個能夠快速封鎖輸出的外部引腳PDPINTx(其狀態(tài)可從COMCONx寄存器獲得)；可防止上下橋臂直通的可編程死區(qū)功能；3個捕捉單元；1個增量式光電位置編碼器接口。（6）可編程看門狗定時器，保證程序運行的安全性。（7

25、）16通道10為A/D轉換器，具有可編程自動排序功能，4個啟動A/D轉換的觸發(fā)源，最快A/D轉換時間為375ns。（8）32位累加器和32位中央算術邏輯單元（CALU）；16位16位并行乘法器，可實現(xiàn)單指令周期的乘法運算；5個外部中斷。（9）串行借口SPI和SCI模塊。（10）很寬的工作溫度范圍，普通級：-4085；特殊級：-40125。這些性能對于本次設計來說，具有非常重要的意義。TMS329LF2407A DSP的結構才用了改進的哈佛結構，該結構支持分離的程序和數(shù)據(jù)總線。這樣的結構使取指令、執(zhí)行指令、數(shù)據(jù)傳送和外設控制可以并行進行，因此可以擊打的提供工作速度。2407A DSP可以分成三部

26、分：DSP內核、存儲器和外圍設備。其功能結構圖如圖所示。DSP內核是DSP的核心，它擔負著數(shù)據(jù)運算、信號處理的任務。它包括了累器、狀態(tài)寄存器S0和S1、中央算術邏輯單元CALU、輔助寄存器、乘法器、移位器臨時寄存器T和乘積寄存器P。下面具體介紹事件管理器的結構功能：TMS320LF2407A DSP有兩個相互獨立的事件管理器EVA和EVB，結構功能完全相同，每個都有16位通用定時器、8個16位的PWM通道，三個比較單元，三個捕獲單元，兩路正交編碼脈沖電路QEP及計數(shù)方向和外部時鐘輸入，16通道的10位的最小轉換時間375ns的A/D轉換器。由于事件管理器EVA和EVB，結構功能一樣，下面就只介

27、紹一下管理器模塊A（EVA）的結構功能。事件管理器A有Timer1和Timer2兩個通用定時器，它們有如下功能：（1）作為常規(guī)的定時/計數(shù)器使用；（2）用于在TxPWM引腳上輸出頻率和脈寬可調的PWM波；（3）與捕捉模塊結合測量CAPx引腳上的脈寬；（4）定時器1與比較模塊配合產生死區(qū)可調的6個PWM控制信號；（5）定時器2可服務于增量式光電編碼器接口，測量電動機的轉向、角位移和轉速；（6）啟動A/D轉速。每個通用定時器包括：一個可讀寫的16位定時器增/減計數(shù)器TxCNT；一個可讀寫的16位定時器比較寄存器TxCMPR；一個可讀寫的16位定時器周期寄存器TxPR；一個可讀寫16位的定時器控制寄

28、存器TxCR；可選擇的內部或外部時鐘；4可屏蔽中斷下溢、上溢、定時器比較和周期中斷。每個通用定時器有四種可選擇的操作模式：停止/保持模式；連續(xù)遞增記數(shù)模式；定向增減記數(shù)模式；連續(xù)增減記數(shù)模式。利用這些操作模式可以產生周期可變和固定的各種鋸齒波及三角波。定時器比較寄存器和這些波形進行比較就可以產生各種PWM輸出，稱之為波形發(fā)生器。通過配置GPTCONA/B寄存器中的相應位來規(guī)定高有效、低有效、強制高、強制低，這樣就可以控制波形發(fā)生器的輸出，以生成不同類型功率設備所需的PWM波形，每個通用定時器都提供一個獨立的PWM輸出通道。事件管理器A有3個比較單元，1個比較單元、1個比較控制寄存器COMCON

29、x和一個比較方式控制寄存器ACTRx。每個比較單元都有一個比較寄存器CMPRx，以及2個PWM輸出引腳。這一套組合可以使事件管理器產生6個帶死區(qū)的PWM輸出，用于控制三相逆變橋。比較單元的操作功能與定時器比較積存器的操作功能相似。當定時器的計數(shù)值與比較單元的比較寄存器相等時，就會在該比較單元的兩個PWM引腳上產生跳變（兩個引腳的跳變與比較方式寄存器ACTRx的設置有關），并經過1個CPU時鐘后發(fā)出比較中斷申請。比較單元受比較控制寄存器和比較方式寄存器控制，通過這些寄存器可以設置比較輸出是否允許、比較值和方式寄存器的重載條件、PWM引腳輸出方式等。增量式光電編碼器是電動機控制中的常用傳感器，用于

30、測量電動機輸出的角位移和轉速等信息，作為閉環(huán)控制的反饋量。TMS320LF2407A DSP提供了與這種編碼器的接口電路。在事件管理器A中，它的編碼器接口電路使用了定時器2作為可逆計數(shù)器，來計數(shù)編碼脈沖的個數(shù)。編碼脈沖通過2個引腳QEP1/CAP1和QEP2/CAP2輸入到芯片內部。這兩個引腳是與捕捉單元1、2復用的引腳，因此在使用編碼器接口電路時，要禁止捕捉功能。編碼器接口電路利用輸入編碼脈沖的4個邊沿加工成4倍頻的計數(shù)脈沖信號和計數(shù)方向信號。4倍頻的計數(shù)脈沖信號有利于提高電動機角位置和角位移信號的分辨率。計數(shù)方向信號自動地控制定時器2的計數(shù)方向，而計數(shù)方向引腳TDIRA這時不起作用。在事件

31、管理器A模塊中，對增量式編碼器脈沖電路寄存器的設置如下：將所需的值裝載到定時器2的計數(shù)器、周期和比較寄存器中；設置T2CON為定向增/減計數(shù)方式，編碼脈沖電路作為時鐘源，并允許定時器2。捕捉單元可用于測量捕捉引腳上輸入信號的兩個相鄰跳變間的時間間隔，因此可以測量輸入信號的頻率或周期。事件管理器A模塊有三個捕捉單元，每個捕捉單元都有相應的引腳CAPx，它們可以選擇定時器1或2作為計數(shù)時鐘，但CAP1、CAP2必須使用相同的計數(shù)時鐘。每個捕捉單元都有一個2級先入先出（FIFO）堆棧，分為頂層堆棧（CAPxFIFO）和低層堆棧（CAPxFBOT）。當輸入引腳上的信號發(fā)生指定跳變時，捕捉單元自動地將定

32、時器的計數(shù)值（TxCNT）保存到堆棧中，并置中斷標志位。頂層堆棧保存舊的計數(shù)值。當對堆棧進行讀操作時，總是讀取頂層堆棧的舊值，而同時低層堆棧自動地進入頂層堆棧，所以讀操作可以清空堆棧。捕捉單元有兩種寄存器，一個是捕捉控制寄存器（CAPCONA/B），另一個是捕捉FIFO狀態(tài)寄存器（CAPFIFOA/B）。圖2-1 TMS320LF2407A DSP控制器功能和結構3 直流調速系統(tǒng)的軟件設計直流調速系統(tǒng)主程序流程圖DSP芯片TMS320LF2407A經過編譯后，系統(tǒng)自動根據(jù)cmd文件中用戶設置的存儲器地址和用戶自定義.data段、.bss段和.sect段的大小自動保留出從相應的地址單元后開始執(zhí)行

33、用戶程序，對芯片進行初始化設置，這主要包括：（1） 設置狀態(tài)寄存器ST0和ST1TMS320LF240X系列DSP有兩個狀態(tài)寄存器ST0和ST1，含有各種狀態(tài)和控制位，是應用中特別重要的兩個寄存器。這兩個寄存器的內容可以被保存到數(shù)據(jù)存儲器或從數(shù)據(jù)存儲器讀出加載到ST0和ST1，從而在子程序調用或進入中斷時實現(xiàn)CPU各種狀態(tài)的保存。對ST0和ST1的設置：使ST0狀態(tài)寄存器中中斷模式位（INTM）置1 禁止所有可屏蔽中斷，清溢出標志位（OVM）使累加器中結果正常溢出，并加載數(shù)據(jù)存儲器頁面指針（DP）為0指向數(shù)據(jù)存儲器第0頁；對ST1狀態(tài)寄存器中的符號擴展方式位（SXM）置1，使數(shù)據(jù)通過定標移位器

34、傳送到累加器時產生符號位擴展。清片內DARAM配置位（CNF）配置單端口RAM被映射到數(shù)據(jù)存儲器空間。（2） 設置系統(tǒng)配置寄存器通過對系統(tǒng)配置寄存器中的系統(tǒng)控制和狀態(tài)寄存器1（SCSR1）寫入#81FEH可以設置DSP的工作頻率為40MHz，并對DSP芯片內部各模塊時鐘進行使能操作。（3） 設置CPU中斷寄存器CPU中斷寄存器包括：中斷標志寄存器(IFR)和中斷屏蔽寄存器（IMR）。CPU中斷標志寄存器(IFR)是一個16位的寄存器位于數(shù)據(jù)存儲器空間的0006H處，用于識別和清除掛起的中斷，IFR包含用于所有可屏蔽的中斷標志位。通過向IFR中寫入#0FFFFH達到對中斷標志寄存器(IFR)中各

35、標志位的復位。中斷屏蔽寄存器（IMR）是一個映射到數(shù)據(jù)存儲器空間0004H處的16位寄存器。IMR中包含所有中斷級（INT1-INT6）的屏蔽位。通過向IMR中寫入#0020H達到只使能中斷級INT6的目的，因為A/D轉換中斷位于INT6級。（4） 設置I/O復用輸出控制寄存器對I/O復用輸出控制寄存器A（MCRA）寫入#1FC0H即可使能PWM1-4和捕獲單元CAP1-3。（5） 設置看門狗控制寄存器WDCR由于已經在240x.h頭文件中定義過，所以直接向看門狗控制寄存器WDCR中寫入#0E8H即可禁用看門狗功能。（6） 向程序中用戶自定義的變量寫入初值本設計中根據(jù)控制過程的實際需要利用.b

36、ss語句在.bss段自定義了36個自定義變量，通過系統(tǒng)初始化為其中相應變量賦初值。（7） 設置事件管理器模塊（EV）由于事件管理器模塊（EV）中包含兩個事件管理器模塊A（EVA）和事件管理器模塊B（EVB），本次設計中只涉及到EVA中的相應存儲器單元。首先是對比較方式控制寄存器（ACTRA）的設置。使PWM1/IOPA6和PWM3/IOPB0上的比較輸出方式選擇位為高有效，PWM2/IOPA7和PWM4/IOPB1上的比較輸出方式選擇位為低有效，形成對稱式PWM波形。其次是使能死區(qū)控制寄存器(DBTCONA)并裝載DBTCONA寄存器。再次，設置并裝載周期寄存器的值和比較寄存器和的值。最后，設

37、置和裝載全局通用定時器GPTCONA、通用定時器控制寄存器T1CON、通用定時器計數(shù)器T1CNT的初值以及復位中斷標志寄存器EVAIFRA和中斷屏蔽寄存器EVAIMRA，并根據(jù)需要對捕獲控制寄存器A(CAPCONA)和捕獲FIFO狀態(tài)寄存器A(CAPFIFOA)進行初始化設置。（8） 設置模數(shù)轉換模塊(ADC)向ADC控制寄存器1（ADCTRL1）置#0900H實現(xiàn)DSP采樣窗口采樣時間為。設置最大轉換通道寄存器的值為3即可轉換3路A/D信號。轉換順序根據(jù)向ADC輸入通道排序控制寄存器()中寫入的值#0210H，完成從CONV01向CONV00的轉換順序。在上述初始化任務執(zhí)行完成后，系統(tǒng)便可進

38、行主程序的循環(huán)執(zhí)行了。此處我們采用模塊化結構，將每個任務分別編程子程序，獨立調試，最后再合成主程序。這些子程序如圖3-1所示，主要包括信號的A/D轉換，調節(jié)器的運算，PWM波形輸出等。圖3-1 直流調速系統(tǒng)主程序流程圖3.2 速度給定A/D模塊設計圖3-2 速度給定A/D轉換子程序流程圖速度給定A/D轉換的第一步應是通過向ST0狀態(tài)寄存器中INTM位寫0來開啟A/D轉換程序。設計中為了盡量使編程簡單，采用了巡回檢測的方法對速度信號進行實時采集。采集到的數(shù)據(jù)存儲在A/D結果寄存器RESULT0中備用，為了保證轉換速率，選擇A/D轉換采樣時間為，遠遠滿足系統(tǒng)的實際需要。另外，為了兼顧系統(tǒng)的可行性的

39、同時保證A/D轉換的精度，在設計中對轉換后的數(shù)據(jù)邏輯右移4位，保留12位有效值并及時送入用戶自定義的變量中等待進一步的處理。3.3 速度負反饋模塊設計圖3-3 速度反饋捕獲轉換計算子程序流程圖進入捕獲中斷子程序時，保護現(xiàn)場首先清CAPl中斷標志位，從二級深度FIF0中依次讀取兩次捕獲的計數(shù)值cap1和cap2。如果cap2cap1，則cap2-cap1即為在被測信號的一個周期內記的標準時鐘的周期數(shù)K。若cap2cap1，則說明在計數(shù)過程中有計數(shù)溢出，即計數(shù)到周期寄存器T1PR內寫入的FFFFH后回零重新計數(shù)，因此K=cap2一capl+FFFFH。這里時基T1的頻率為主頻時鐘除以分頻系數(shù)，即f

40、0=40 MHz32。 PID控制器設計3.5.1 PID控制器簡介工業(yè)生產過程中，對于生產裝置的溫度、壓力、流量、液位等工藝變量常常要求維持在一定的數(shù)值上，或按一定的規(guī)律變化，以滿足生產工藝的要求。PID控制器是根據(jù)PID控制原理對整個控制系統(tǒng)進行偏差調節(jié)，從而使被控變量的實際值與工藝要求的預定值一致。不同的控制規(guī)律適用于不同的生產過程，必須合理選擇相應的控制規(guī)律，否則PID控制器將達不到預期的控制效果。沒有一種控制算法比PID調節(jié)規(guī)律更有效、更方便的了。現(xiàn)在一些時髦點的調節(jié)器基本源自PID。甚至可以這樣說：PID調節(jié)器是其它控制調節(jié)算法的基礎。為什么PID應用如此廣泛、又長久不衰？因為PI

41、D解決了自動控制理論所要解決的最基本問題，既系統(tǒng)的穩(wěn)定性、快速性和準確性。調節(jié)PID的參數(shù)，可實現(xiàn)在系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下，兼顧系統(tǒng)的帶載能力和抗擾能力，同時，在PID調節(jié)器中引入積分項，系統(tǒng)增加了一個零積點，使之成為一階或一階以上的系統(tǒng)，這樣系統(tǒng)階躍響應的穩(wěn)態(tài)誤差就為零。 3.5.2 基于DSP控制的數(shù)字PID調節(jié)器的設計PI調節(jié)器是一種線性控制器，它根據(jù)給定值與實際輸出值構成控制偏差 （3.1）將偏差的比例（P）和積分（I）通過線性組合構成控制量，對被控對象進行控制，其控制規(guī)律為 （3.2）其中為PI控制器的輸出，為PI調節(jié)器的輸入，為比例系數(shù)，為積分時間常數(shù)。簡單說來，PI控制器各校正環(huán)節(jié)的作

42、用如下：1比例環(huán)節(jié)即時成比例的反映控制系統(tǒng)的偏差信號，偏差一旦產生，控制器立即產生控制作用，以減少偏差。通常隨著值的加大，閉環(huán)系統(tǒng)的超調量加大，系統(tǒng)響應速度加快，但是當增加到一定程度，系統(tǒng)會變得不穩(wěn)定。2積分環(huán)節(jié)主要用于消除靜差，提高系統(tǒng)的無差度。積分作用的強弱取決于積分常數(shù)，越大，積分作用越弱，反之越強。通常在不變的情況下，越大，即積分作用越弱，閉環(huán)系統(tǒng)的超調量越小，系統(tǒng)的響應速度變慢。由于DSP的控制是一種采樣控制，它只能根據(jù)采樣時刻的偏差值計算控制量，因此必須對上式進行離散化處理，用一系列采樣時刻點代表連續(xù)的時間，離散的PI控制算法表達式為： （3.3）其中0，1，2表示采樣序列，表示第

43、次采樣時刻PI調節(jié)器的輸出值，表示第次采樣時刻輸入的偏差值，表示采樣周期，為比例系數(shù)，為積分系數(shù)。3.5.2.1 算法的選擇方案數(shù)字PI調節(jié)器可以分為位置式PI控制算法和增量式PI控制算法。如式（）所表示的計算方法就是位置式PI控制算法，PI調節(jié)器的輸出直接控制執(zhí)行機構。這種算法的優(yōu)點是計算精度比較高，缺點是每次都要對進行累加，很容易出現(xiàn)積分飽和的情況，由于位置式PI調節(jié)器直接控制的是執(zhí)行機構，積分一旦飽和就會引起執(zhí)行機構位置的大幅度變化，造成控制對象的不穩(wěn)定。增量式PI控制算法是在式（）的基礎上做了一些修改。根據(jù)式（）可得 （）由式（3.3），式（3.4）可得 （3.5）即 （）增量式PI算

44、法與位置式PI算法并沒有本質的區(qū)別，只是增量式PI算法控制的是執(zhí)行機構的增量，這種算法的優(yōu)點在于：由于輸出的是增量，因此計算錯誤時的產生的影響較小，這種算法的缺點在于：每次計算再與前次的計算結果相加得到本次的控制輸出，即 （3.7）這就使得的截斷誤差被逐次的累加起來，輸出的誤差加大。假設 （截斷） 即 （3.8）其中表示第次增量的準確值，表示經過定點運算后的實際計算結果，表示第次計算的截斷誤差，由式（3.7），（3.8）可知（）其中表示第次計算值，表示第次真實值，假設，即第0次的計算值與真實值相等。由式（3.9）可知，當采用增量式算法時必須盡量減小定點運算帶來的截斷誤差，否則，每一次運算的截斷

45、誤差將會逐次累積，使系統(tǒng)的控制精度變差，造成系統(tǒng)的靜態(tài)誤差。本文使用的是16位定點DSP，在計算中不可避免會產生截斷誤差，為了防止截斷誤差的累積，本文采用位置式的PI算法，為了解決上文提到的積分飽和問題，本文采用抑制積分飽和的PI算法：比例系數(shù)第k次采樣時DSP輸出值第k次采樣時的偏差值第k-1次采樣時的偏差值積分時間微分時間為限幅值，這相當于在系統(tǒng)中串聯(lián)了一個飽和非線性環(huán)節(jié) 圖 3-4 抗積分飽和PI設系統(tǒng)輸入為，當工作在線性區(qū)，積分器工作，??；當工作在飽和區(qū)，即時，分兩種情況討論：第一，當為正，其工作過程如圖2-4所示，判斷誤差信號的符號，如果，表明輸出沒有達到規(guī)定值，取，停止積分，如果，

46、輸出超過了規(guī)定值，要對負值誤差信號進行積分，使退出飽和區(qū)。第二，當為負值，若，輸出沒有達到規(guī)定值，停止積分，輸出超過了規(guī)定值，進行積分。根據(jù)畢設要求，設計了以下抗積分飽和PI調節(jié)器： 圖3-5 抗積分飽和PI調節(jié)器 式中積分飽和修正系數(shù)式中，表示抑制積分飽和PI算法的輸出，表示本次的PI調節(jié)器的計算結果，表示比例調節(jié)系數(shù)，表示積分系數(shù)，表示抗飽和系數(shù)，為本次積分累加和，分別表示PI調節(jié)器輸出的最大值和最小值，用戶可以根據(jù)控制量的特性，確定PI調節(jié)器輸出的最大值和最小值，例如，當控制對象為占空比時，和的值可分別設置為1和0。使用這種PI算法，可以將調節(jié)器的輸出限定在需要的范圍內，保證當計算出現(xiàn)錯

47、誤時也不會使控制量出現(xiàn)不允許的數(shù)值。PI調節(jié)器的輸出具有飽和特性。3.5.3調節(jié)器參數(shù)的整定方法PID控制器的參數(shù)整定是控制系統(tǒng)設計的核心內容。它是根據(jù)被控過程的特性確定PID控制器的比例系數(shù)、積分時間和微分時間的大小。PID控制器參數(shù)整定的方法很多，概括起來有兩大類：一是理論計算整定法。它主要是依據(jù)系統(tǒng)的數(shù)學模型，經過理論計算確定控制器參數(shù)。這種方法所得到的計算數(shù)據(jù)未必可以直接用，還必須通過工程實際進行調整和修改。二是工程整定方法，它主要依賴工程經驗，直接在控制系統(tǒng)的試驗中進行，且方法簡單、易于掌握，在工程實際中被廣泛采用。PID控制器參數(shù)的工程整定方法，主要有臨界比例法、反應曲線法和衰減法

48、。三種方法各有其特點，其共同點都是通過試驗，然后按照工程經驗公式對控制器參數(shù)進行整定。但無論采用哪一種方法所得到的控制器參數(shù)，都需要在實際運行中進行最后調整與完善。現(xiàn)在一般采用的是臨界比例法。利用該方法進行 PID控制器參數(shù)的整定步驟如下：(1) 首先預選擇一個足夠短的采樣周期讓系統(tǒng)工作；(2) 僅加入比例控制環(huán)節(jié)，直到系統(tǒng)對輸入的階躍響應出現(xiàn)臨界振蕩，記下這時的比例放大系數(shù)和臨界振蕩周期；(3) 在一定的控制度下通過公式計算得到PID控制器的參數(shù)，最終的參數(shù)直接決定系統(tǒng)的控制效果。數(shù)字控制器可以采用直接數(shù)字設計法，也可以采用模擬調節(jié)規(guī)律數(shù)字化的設計方法。本文中采用后一種方法來設計數(shù)字PWM調

49、速系統(tǒng)的電壓、電流和轉速環(huán)。經過對電機模型的推導與采用實驗法反復試驗和的取值，最終確定閉環(huán)調節(jié)器的值：，。由生產要求可知，要校正好動態(tài)參數(shù)，應該對模擬控制的調速系統(tǒng)進行靜、動態(tài)分析。對于靜特性來說，只有轉速調節(jié)器飽和與不飽和兩種情況。飽和：輸出達到限幅值當調節(jié)器飽和時，輸出為恒值，輸入量的變化不再影響輸出，除非有反向的輸入信號使調節(jié)器退出飽和，換句話說，飽和的調節(jié)器暫時隔斷了輸入和輸出間的聯(lián)系，相當于使該調節(jié)環(huán)開環(huán)；不飽和：輸出未達到限幅值當調節(jié)器不飽和時，PI作用使輸入偏差電壓在穩(wěn)態(tài)時總是零。3.5.4 基于PID算法的DSP控制器的流程圖根據(jù)抗積分飽和PI調節(jié)器的工作原理和推導公式，得以到

50、如圖3-8所示圖3-6 抗積分飽和PI數(shù)字調節(jié)器子程序流程圖3.5.5 定點DSP的數(shù)據(jù)Q格式表示方法TMS320LF2407A 是定點DSP，而不是浮點DSP。因此在對含有小數(shù)這樣的實數(shù)進行運算時，就必須采用Q格式對數(shù)據(jù)進行規(guī)格化處理。如果一個16位數(shù)被規(guī)格化為QK格式，它的一般表達式為：Z=b15-K215-K+b14-K214-K+b0+b-12-1+b-22-2+b-K2-K這里K暗中包括了小數(shù)的位數(shù)。實質上，QK格式是將一個放大了2K倍，然后舍去了剩余小數(shù)，形成一個全是整數(shù)的替代數(shù)。這樣，這個數(shù)才可以進行能夠保證一定精度的定點運算。一個數(shù)的小數(shù)部分的多少會影響這個數(shù)的精度，而它的整數(shù)

51、部分會影響這個數(shù)的動態(tài)變換范圍。既要保證足夠的精度，又要保證足夠的范圍，對于位數(shù)一定的數(shù)據(jù)來講，這是一對矛盾。因此，在最初設計時，一般原則是先估計一個數(shù)的變化范圍，然后再去設計這個數(shù)的精度表示，如果精度不夠，可以用擴大數(shù)的方法來彌補，最終給出一個滿意的Q格式數(shù)據(jù)。3.6 PWM輸出波形的設計3.6.1 PWM簡介脈沖寬度調制：脈沖寬度調制（PWM）是英文“Pulse Width Modulation”的縮寫，簡稱脈寬調制。它是利用微處理器的數(shù)字輸出來對模擬電路進行控制的一種非常有效的技術，廣泛應用于測量，通信，功率控制與變換等許多領域。一種模擬控制方式，根據(jù)相應載荷的變化來調制晶體管柵極或基極

52、的偏置，來實現(xiàn)開關穩(wěn)壓電源輸出晶 體管或晶體管導通時間的改變，這種方式能使電源的輸出電壓在工作條件變化時保持恒定。脈沖寬度調制（PWM）是一種對模擬信號電平進行數(shù)字編碼的方法。通過高分辨率計數(shù)器的使用，方波的占空比被調制用來對一個具體模擬信號的電平進行編碼。PWM信號仍然是數(shù)字的，因為在給定的任何時刻，滿幅值的直流供電要么完全有(ON)，要么完全無(OFF)。電壓或電流源是以一種通(ON)或斷(OFF)的重復脈沖序列被加到模擬負載上去的。通的時候即是直流供電被加到負載上的時候，斷的時候即是供電被斷開的時候。只要帶寬足夠，任何模擬值都可以使用PWM進行編碼。多數(shù)負載(無論是電感性負載還是電容性負

53、載)需要的調制頻率高于10Hz，通常調制頻率為1kHz到200kHz之間。3.6.2直流電機的PWM控制技術直流電動機具有優(yōu)良的調速特性，調速平滑、方便，調速范圍廣，過載能力大，能承受頻繁的沖擊負載，可實現(xiàn)頻繁的無級快速起動、制動和反轉；能滿足生產過程自動化系統(tǒng)各種不同的特殊運行要求，在許多需要調速或快速正反向的電力拖動系統(tǒng)領域中得到了廣泛的應用。直流電動機的轉速調節(jié)主要有三種方法：調節(jié)電樞供電的電壓、減弱勵磁磁通和改變電樞回路電阻。針對三種調速方法，都有各自的特點，也存在一定的缺陷。例如改變電樞回路電阻調速只能實現(xiàn)有級調速，減弱磁通雖然能夠平滑調速，但這種方法的調速范圍不大，一般都是配合變壓

54、調速使用。所以在直流調速系統(tǒng)中，都是以變壓調速為主。其中，在變壓調速系統(tǒng)中，大體上又可分為可控整流式調速系統(tǒng)和直流PWM調速系統(tǒng)兩種。直流PWM調速系統(tǒng)與可控整流式調速系統(tǒng)相比有下列優(yōu)點：由于PWM調速系統(tǒng)的開關頻率較高，僅靠電樞電感的濾波作用就可獲得平穩(wěn)的直流電流，低速特性好、穩(wěn)速精度高、調速范圍寬。同樣，由于開關頻率高,快速響應特性好,動態(tài)抗干擾能力強，可以獲得很寬的頻帶；開關器件只工作在開關狀態(tài)，因此主電路損耗小、裝置效率高；直流電源采用不可控整流時，電網(wǎng)功率因數(shù)比相控整流器高。正因為直流PWM調速系統(tǒng)有以上優(yōu)點，并且隨著電力電子器件開關性能的不斷提高，直流脈寬調制( PWM) 技術得到

55、了飛速的發(fā)展。隨著科學技術的迅猛發(fā)展傳統(tǒng)的模擬和數(shù)字電路已被大規(guī)模集成電路所取代，這就使得數(shù)字調制技術成為可能。目前，在該領域中大部分應用的是數(shù)字脈寬調制技術。電動機調速系統(tǒng)采用微機實現(xiàn)數(shù)字化控制，是電氣傳動發(fā)展的主要方向之一。采用微機控制后，整個調速系統(tǒng)實現(xiàn)全數(shù)字化，并且結構簡單、可靠性高、操作維護方便,電動機穩(wěn)態(tài)運轉時轉速精度可達到較高水平，靜動態(tài)各項指標均能較好地滿足工業(yè)生產中高性能電氣傳動的要求。下面主要介紹直流電機PWM調速系統(tǒng)的算法實現(xiàn)。根據(jù)PWM控制的基本原理可知，一段時間內加在慣性負載兩端的PWM脈沖與相等時間內沖量相等的直流電加在負載上的電壓等效，那么如果在短時間T內脈沖寬度

56、為,幅值為U，由圖可求得此時間內脈沖的等效直流電壓為：圖3-7PWM脈沖，若令，即為占空比，則上式可化為： (U為脈沖幅值) 若PWM脈沖為如圖所示周期性矩形脈沖，那么與此脈沖等效的直流電壓的計算方法與上述相同，即 （為矩形脈沖占空比） 圖3-8 周期性PWM矩形脈沖要改變等效直流電壓的大小，可以通過改變脈沖幅值U和占空比來實現(xiàn)，因為在實際系統(tǒng)設計中脈沖幅值一般是恒定的，所以通常通過控制占空比的大小實現(xiàn)等效直流電壓在0U之間任意調節(jié)，從而達到利用PWM控制技術實現(xiàn)對直流電機轉速進行調節(jié)的目的。在PWM調速時，占空比是一個很重要的參數(shù)。工程上通常采用三種方法改變占空比的值，如圖2-12所示：定寬

57、調頻法：這種方法是保持不變，只改變，使周期發(fā)生改變。調寬調頻法：這種方法是保持不變，只改變，使周期發(fā)生改變。定頻調寬法：這種方法是保持周期不變，而同時改變和的值。前兩種方法由于在調速時改變了控制脈沖的周期，當控制脈沖的頻率與系統(tǒng)的固有頻率接近時，將會引起振蕩，因此這兩種方法現(xiàn)在很少使用。本次設計中采用了定頻調寬法，加之DSP自身PWM波生成的特點只需在程序初始化時一次性向周期寄存器中寫入一個固定的PWM周期值即保持周期不變，在程序運行過程中根據(jù)控制信號向比較寄存器中寫入值的不同，從而改變和的值實現(xiàn)定頻調寬改變占空比的大小。圖3-9 脈沖寬度與占空比的關系3.6.3 基于DSP的PWM生成模塊圖3-10PMW波形經過CMPR寄存器與T1PR寄存器里值的比較，最后輸出四路PWM波形。4實驗數(shù)