AC-DC-DC電源技術(shù)方案

1、直流電源設(shè)計(jì)方案目錄1.概述12 系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)33三相六開關(guān)APFC電路設(shè)計(jì)224. 移相全橋ZVS PWM變換器分析與設(shè)計(jì)275高壓直流二次電源DCDC變換器設(shè)計(jì)336. 器材選取397. 電源系統(tǒng)散熱分析528. 參數(shù)設(shè)計(jì)仿真結(jié)果551.概述1.1 目的和意義目前，越來越多的電力電子設(shè)備投入到電網(wǎng)中，由于不可控整流器在大功率電源設(shè)備中的廣泛應(yīng)用，其對(duì)電網(wǎng)造成的諧波污染日益嚴(yán)重，使得電能生產(chǎn)、傳輸和利用的效率降低，并影響電網(wǎng)的安全運(yùn)行。為了保證電網(wǎng)的正常運(yùn)行，現(xiàn)在采取的辦法往往是限制接入電網(wǎng)的整流設(shè)備的容量，這就限制了一些大功率直流電源的使用。電力電子裝置，尤其是各種直流變換裝置向高頻

2、化、高功率密度化發(fā)展，其關(guān)鍵技術(shù)是軟開關(guān)技術(shù)。因此，大功率開關(guān)電源的功率因數(shù)校正技術(shù)及 DC/DC變換器軟開關(guān)技術(shù)是當(dāng)前研究的熱點(diǎn)。1.2 開關(guān)電源技術(shù)發(fā)展現(xiàn)狀開關(guān)電源是采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)元件，通過控制開關(guān)元件的占空比進(jìn)而調(diào)整輸出電壓的電源變換裝置，開關(guān)電源的前置級(jí)將電網(wǎng)工頻電壓經(jīng)整流濾波為直流電壓，再經(jīng)直流變換電路即開關(guān)電源后即處理后輸出、整流、濾波。為了穩(wěn)定輸出電壓，設(shè)計(jì)電壓反饋電路對(duì)輸出的電壓進(jìn)行采樣，并把所采樣的電壓信號(hào)送到控制電路中，進(jìn)行比較處理，調(diào)節(jié)輸出的控制脈沖的占空比，最終使輸出電壓的紋波及電源的穩(wěn)定滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)。開關(guān)電源通常包括EMI濾波模塊、AC/DC變換模塊、DC

3、/DC變換模塊、控制、驅(qū)動(dòng)及保護(hù)模塊、輔助電源模塊等。傳統(tǒng)的開關(guān)電源輸入電流中諧波含量高,功率因數(shù)低,開關(guān)損耗大、電磁干擾嚴(yán)重等一系列問題阻礙了電源技術(shù)向著高效率、綠色化、實(shí)用化的方向發(fā)展。自20世紀(jì)80年代以來,隨著有源功率因數(shù)校正技術(shù)和軟開關(guān)技術(shù)的發(fā)展,上述問題得到了較好的解決，開關(guān)電源技術(shù)也步入了一個(gè)新的迅速發(fā)展的階段。1.3 本次設(shè)計(jì)的主要內(nèi)容本次設(shè)計(jì)一款符合航天地面直流電源通用規(guī)范要求的直流電源系統(tǒng)。其采用兩級(jí)結(jié)構(gòu)，前級(jí)AC/DC部分采用三相六開關(guān)APFC電路，后級(jí)采用移相全橋ZVS PWM變換電路。 前級(jí)采用三相APFC整流電路，保證系統(tǒng)在6KW功率下平穩(wěn)工作，功率因素大于0.99

4、，具有較強(qiáng)魯棒性，具有過壓、欠壓指示，輸出過壓、限流等保護(hù)功能。后級(jí)采用全橋變換器，采用軟開關(guān)技術(shù)，減小系統(tǒng)能量損耗，且保證輸出電壓在45V-100V連續(xù)可調(diào)，且電壓穩(wěn)定（峰峰值小于500mV，電壓穩(wěn)定度不大于1%）,具有良好的屏蔽性能，屏蔽性能大于40dB，系統(tǒng)具有雙模式（電壓源模式，電流源模式）工作特點(diǎn)。具有友好的人機(jī)界面，提供外接顯示屏，可實(shí)時(shí)顯示輸出電壓、電流、輸入側(cè)功率因數(shù)等實(shí)時(shí)信息，方便用戶調(diào)整系統(tǒng)參數(shù)，并預(yù)留CAN總線端口。整體尺寸不大于600mm*500mm*500mm,整體質(zhì)量不大于50Kg，產(chǎn)品符合GJB 1412-92航天地面直流電源通用規(guī)范。 并根據(jù)相關(guān)要求依據(jù)設(shè)計(jì)所需

5、采購工業(yè)級(jí)以上(含工業(yè)級(jí))電源元件。2 系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)2.1 主要技術(shù)參數(shù) 輸入電壓：三相交流 380V( 10% ),50HZ 輸出電壓45V100V可調(diào) 輸出電流：DC 100A 功率因數(shù)：0.99 電源效率：90% 輸出電壓穩(wěn)定度：不大于1% 輸出電壓紋波（峰-峰值）：不大于500mV 過載能力：120% 額定值 冷卻方式：風(fēng)冷或強(qiáng)制風(fēng)冷2.2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案為了兼顧電源性能與電路復(fù)雜度，電源采用兩級(jí)結(jié)構(gòu)，前級(jí)為APFC AC/DC變換模塊，實(shí)現(xiàn)三相交流電到直流電的變換，該變換模塊具備APFC功能，用以提高電路功率因數(shù)，減少電源對(duì)電網(wǎng)的諧波污染；后級(jí) DC/DC 模塊完成直流電壓的變換

6、與輸出，采用軟開關(guān)技術(shù)，使DC/DC變換電路中的開關(guān)管均工作在軟開關(guān)狀態(tài)，減少開關(guān)電源電路在高頻時(shí)的開關(guān)損耗，提高電源效率。另外電路中還包含輔助電源電路、EMI電路、控制電路、驅(qū)動(dòng)電路、保護(hù)電路等，電源的整體設(shè)計(jì)方案如圖 2-1 所示。圖 2-1 開關(guān)電源整體設(shè)計(jì)方案2.3 前級(jí)AC/DC APFC變換電路2.3.1 APFC 主電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)按照開關(guān)電源接入電網(wǎng)方式的不同，APFC 電路可以分為單相APFC電路和三相APFC電路。其中在小功率場合常采用單相APFC電路，其結(jié)構(gòu)與控制方式相對(duì)簡單，國內(nèi)外的一些研究結(jié)構(gòu)和科研公司均開發(fā)了一些專用的APFC控制芯片，經(jīng)過近些年的發(fā)展，技術(shù)臻于成熟；三

7、相APFC電路適合于中大功率的場合，其中三相電壓與電流之間的耦合問題是其存在的主要問題。探究簡單可靠的三相APFC拓?fù)?，將三?APFC 電路實(shí)用化是現(xiàn)代研究的熱點(diǎn)。本次設(shè)計(jì)開關(guān)電源采用三相380V交流輸入，以下將對(duì)各種三相PFC電路進(jìn)行比較與分析。（1）三相單開關(guān)PFC電路三相單開關(guān) PFC 電路是三相 PFC 電路中結(jié)構(gòu)和控制最為簡單的電路，其可以看為單相 PFC整流電路在三相 PFC 整流電路中的拓展。如圖 2-2 所示，在電路的拓?fù)渲?，只使用一個(gè)開關(guān)管，通過控制開關(guān)管的占空比來控制輸入電流的大小，迫使輸入電流跟隨輸入電壓變化，從而使輸入電流逼近于正弦波，且與輸入電壓同相，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校

8、正。三相單開關(guān) Boost PFC 電路由于其電路設(shè)計(jì)簡單，控制簡便，可靠性較高，因此得到了廣泛的應(yīng)用。圖 2-2 三相單開關(guān) Boost 型 PFC 電路（2）三相雙開關(guān) PFC 電路三相雙開關(guān) PFC 電路圖2-3所示，在 AC/DC 變換器的輸入端使用三個(gè)電容并聯(lián)，進(jìn)而構(gòu)造出一個(gè)中線，將直流側(cè)的兩只開關(guān)管串聯(lián)在一起，并使兩只串聯(lián)開關(guān)管的中點(diǎn)與前端構(gòu)造出的中線相連。恒頻的控制開關(guān)管 S1 的 S2 的互補(bǔ)導(dǎo)通，使得電感電流峰值與輸入電壓成正比，輸入側(cè)交流電流波形也近似校正為正弦波，且與輸入電壓同相，從而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的目的。這個(gè)電路的典型優(yōu)點(diǎn)是：a)在電路的負(fù)載較大時(shí)，不需要輔助的諧振電

9、路，兩個(gè)開關(guān)管 S1、S2 均工作在軟開關(guān)狀態(tài)，在開關(guān)頻率很高時(shí)，可以大大減少了開關(guān)損耗，提高了電路效率，降低電路散熱的要求； b)這種雙開關(guān)三相 PFC 電路具備拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、控制容易、成本低、容易實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)，因此其具備很強(qiáng)的研究價(jià)值及實(shí)用性。圖 2-3 三相雙開關(guān)PFC電路（3）三相三開關(guān) PFC 電路有學(xué)者提出了三相三開關(guān)PFC電路如圖2-4所示。圖 2-4 三相三開關(guān) PFC 電路三相三開關(guān)PFC電路中，每相電源各自連接一個(gè)開關(guān)管，其儲(chǔ)能電感的充電與放電的狀態(tài)，由每相串聯(lián)的開關(guān)進(jìn)行控制，當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)電流增加，關(guān)斷時(shí)，電流下降。每相的工作原理與單相Boost型PFC電路相似，且電感電流連

10、續(xù)，理論功率因數(shù)為1。此電路可采用三電平技術(shù)，在這種工作狀態(tài)下，開關(guān)管與二極管等半導(dǎo)體器件的耐壓要求與單相PFC電路的器件是一樣的，其控制策略與三個(gè)單相Boost型PFC電路也相似。該電路只有當(dāng)輸入交流電壓過零時(shí)控制開關(guān)動(dòng)作，控制每相電感電流的大小，達(dá)到三相電流的部分解耦目的。該電路具備的顯著特點(diǎn)是：a）電路工作在工頻下，不需要高頻的半導(dǎo)體器件，可以減少電路的成本與開關(guān)損耗；b）電路中不需中線，且電流中不含三次諧波，開關(guān)應(yīng)力小； c)重載時(shí)功率因數(shù)校正的效果較好，輕載時(shí)較差。因此，三相三開關(guān)的PFC電路適合于對(duì)設(shè)備體積要求不高、負(fù)載變化范圍不大的應(yīng)用場合中。（4）三相四開關(guān)PFC電路三相四開關(guān)

11、PFC電路如圖2-5所示。該電路與三相雙開關(guān)PFC電路是相近的，不同的是輸入端的中線是由三個(gè)RL電路構(gòu)造出的，且整流橋的下橋臂開關(guān)管是三個(gè)可控的開關(guān)，而在直流側(cè)只用一個(gè)開關(guān)管與一個(gè)二極管并聯(lián)成一個(gè)橋臂。相對(duì)于三相雙開關(guān)電路，這種電路拓?fù)洳淮嬖谥蓖ǖ奈ｋU(xiǎn)。圖2-5 三相四開關(guān) PFC 電路（5）三相六開關(guān)PFC電路三相六開關(guān)PFC電路如圖 2-6 所示。三相六開關(guān)PFC電路是一種三相全解耦的電路拓?fù)洌溆址Q為三相PWM整流器。圖 2-6 三相六開關(guān) PFC 電路在三相電路中，共有三個(gè)電壓與電流需要進(jìn)行控制，三相六開關(guān)電路中，使用兩個(gè)開關(guān)控制一相電流，將電流校正為與電壓同相的正弦波，功率因數(shù)接近于

12、 1。常用的控制策略有 d-q 坐標(biāo)系控制，空間矢量控制等。三相六開關(guān)PFC電路進(jìn)行功率因數(shù)校正的功率因數(shù)最高，但其開關(guān)器件較多而且控制相當(dāng)復(fù)雜。通過對(duì)五種三相APFC電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析，可以得出下表2-1，三相單開關(guān)APFC 電路、三相雙開關(guān)APFC 電路、三相三開關(guān)APFC 電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)較為簡單，控制容易實(shí)現(xiàn)，但功率因數(shù)校正后，輸入電流中，諧波成分依然很大，三相四開關(guān) APFC 電路與三相六開關(guān) APFC 電路功率因數(shù)校正的效果比較好，可以達(dá)到單位功率因數(shù)。但所需開關(guān)器件眾多，控制非常復(fù)雜，多采用數(shù)字芯片進(jìn)行控制，實(shí)現(xiàn)的成本較高。表2-1 三相APFC電路優(yōu)缺點(diǎn)分析主拓?fù)鋱D三相APFC類型

13、優(yōu)點(diǎn)缺點(diǎn)三相單開關(guān)電路設(shè)計(jì)簡單、控制容易、開關(guān)損耗小、成本低、容易實(shí)現(xiàn)。功率因數(shù)校正較差；開關(guān)器件承受電壓應(yīng)力高；EMI較大。三相雙開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單、控制容易、成本低、容易實(shí)現(xiàn)。難以達(dá)到單位功率因數(shù)。三相三開關(guān)工作在工頻下，不需要高頻的半導(dǎo)體器件，減少電路的成本與開關(guān)損耗；開關(guān)應(yīng)力小。輕載時(shí)功率因數(shù)校正的效果較差。三相四開關(guān)電路拓?fù)洳淮嬖谥蓖ǖ奈ｋU(xiǎn)，功率因數(shù)較高。存在電流正、負(fù)半波不對(duì)稱，導(dǎo)致電流中存在偶次諧波。三相六開關(guān)適用于大功率場合，可以達(dá)到單位功率因數(shù)。開關(guān)器件較多，控制復(fù)雜，需要采用數(shù)字控制芯片。因此為了考慮開關(guān)電源的性能，以及電源的大功率應(yīng)用，本此設(shè)計(jì)擬采用三相六開關(guān)APFC電路，

14、旨在提高電源的功率密度及效率。2.3.2 APFC 控制技術(shù)確定按照開關(guān)變換器導(dǎo)電模式的不同，可以將APFC電路分為連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)型與不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)型。變換器工作在連續(xù)導(dǎo)電模式下，是指在電路開關(guān)管關(guān)斷的時(shí)間間隔內(nèi)，續(xù)流二極管上的電流不降為零。變換器工作在 DCM 是指變換器中的開關(guān)和二極管在一個(gè)開關(guān)周期中變換器中電感電流降為零，即開關(guān)管與二極管都不導(dǎo)通。下面將研究變換器工作在DCM模式和CCM模式下的幾種控制策略。（1）DCM控制模式DCM控制模式又被稱為電壓跟蹤法，其廣泛的適用于單相或三相單開關(guān)、雙開關(guān)等電路中。其顯著的優(yōu)點(diǎn)為：輸入電流自動(dòng)跟蹤電壓且功率管工作在零電流開通。

15、由于電感電流會(huì)在開關(guān)管關(guān)斷期間產(chǎn)生為零的時(shí)刻，因此其缺點(diǎn)為：a）由于電路工作在電感電流斷續(xù)的模式下，因此輸入電流與輸出電流中含有的紋波較大，因此電路中的對(duì)濾波電路要求較高；b)電流中存在較高的峰值電流，因此開關(guān)器件需要承受較大的電流應(yīng)力。DCM的控制可以采用恒頻、變頻、等面積等多種控制方式。恒頻控制是指開關(guān)變換器中控制半導(dǎo)體開關(guān)的頻率是恒定不變的，在此控制策略下，開關(guān)變換器的開關(guān)頻率保持不變，即開關(guān)周期是不變的，而功率管的占空比D是變化的，正是因?yàn)槿绱?，電源輸入的平均電流并不正比于輸入電壓，因此輸入電流?huì)產(chǎn)生畸變，其工作電流的波形如圖2-7所示。圖2-7 DCM恒頻控制電流波形變頻控制是指開關(guān)

16、的頻率是不斷發(fā)生變化的，即開關(guān)周期是不斷發(fā)生變化的，而開關(guān)管的占空比始終保持不變。電源電壓與輸入平均電流成正比，因此可以得到單位功率因數(shù)。這種控制策略中，功率管的開啟時(shí)間即占空比始終是恒定的，電感電流始終處于臨界導(dǎo)電模式，其工作電流波形如圖 2-8 所示。圖 2-8 DCM 變頻控制電流波形（2）CCM 控制模式CCM 模式是目前應(yīng)用最多的控制方式之一，這種控制方式來源于 DC/DC 變換器的電流控制模式。將采樣的輸入電壓信號(hào)與輸出電壓進(jìn)行比較，得到的誤差信號(hào)與各相電壓作為乘法器的兩個(gè)輸入來控制電流控制器，而電流控制器控制 PWM 控制器輸出的控制信號(hào)的占空比大小，從而使得輸入電流按給定信號(hào)變

17、化。與 DCM 控制模式進(jìn)行對(duì)比，CCM 控制模式中輸入和輸出電流中的紋波較小、THD和EMI小、濾波電路要求低等優(yōu)點(diǎn)。CCM控制模式又可以分為間接電流控制和直接電流控制，這是根據(jù)是否直接選取電感電流作為控制電路的反饋量來進(jìn)行劃分的。間接電流控制的方法為，輸入電感的電流是間接的通過控制交流側(cè)輸入電壓基波的幅值及其相位來實(shí)現(xiàn)的，又稱為幅值相位控制。間接電流控制具有結(jié)構(gòu)簡單、無需采樣電流等優(yōu)點(diǎn)。但其穩(wěn)態(tài)性很差，動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢。在直接電流控制策略中，檢測整流器的輸入電流是系統(tǒng)的反饋量和被控量。具有較高的動(dòng)態(tài)響應(yīng)、及較高的電流控制精度等優(yōu)點(diǎn)。但是其需要檢測輸入電流，成本較高。具體的進(jìn)行劃分，直接電流控制又

18、可以分為滯環(huán)電流控制、預(yù)測電流控制、無差拍控制、三角載波電流控制、平均電流控制、單周期控制、狀態(tài)反饋控制、模糊控制等方式。本次設(shè)計(jì)研究的開關(guān)電源其前置級(jí)AC/DC部分采用三相六開關(guān) APFC 電路，工作在CCM模式下的，通過恒頻控制三對(duì)互補(bǔ)開關(guān)開通與關(guān)斷，使電感電流得峰值跟隨各相輸入電壓變化，從而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的目的。2.3.3 APFC數(shù)學(xué)模型可用“雙環(huán)分離法”簡化三相 PFC 控制電路的設(shè)計(jì)：設(shè)計(jì)電流內(nèi)環(huán)時(shí)，假定輸出電源穩(wěn)定；而設(shè)計(jì)外環(huán)時(shí)，又假設(shè)內(nèi)環(huán)已跟蹤上，從而可以分開設(shè)計(jì)內(nèi)、外環(huán)。分離的前提是電流環(huán)的帶寬比電壓環(huán)寬得多。一般電壓環(huán)帶寬取工頻的幾分之一，這種假設(shè)是合理的。對(duì)內(nèi)環(huán)而言，3

19、個(gè)內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)完全相同，其單相結(jié)構(gòu)為一階，設(shè)計(jì)相對(duì)容易；對(duì)外環(huán)而言，主電路是三相，其平均模型為三階，電壓環(huán)的設(shè)計(jì)仍比較復(fù)雜。PFC電路在框架下的平均模型早就有了，這種模型可用于內(nèi)環(huán)設(shè)計(jì)，然而卻不適合于外環(huán)設(shè)計(jì)，原因是模型含時(shí)變參數(shù)，一般要經(jīng)過變換后才便于分析?？刂粕喜捎秒p閉環(huán)控制電壓環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器可以穩(wěn)定調(diào)節(jié)直流輸出電壓電流環(huán)采則用相位跟蹤技術(shù)可以使整流器獲得較高的功率因數(shù)，但一般要經(jīng)過變換后才便于分析。在框架下通道相互耦合，即使采用解耦技術(shù)， 簡化也不多。于是如何簡化主電路模型成為電壓外環(huán)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。隨著高速 DSP 芯片的商業(yè)化，電源的數(shù)字化已成為新的發(fā)展趨勢，而數(shù)字化給三相高功率因數(shù)校正的

20、控制帶來了新的研究思路。數(shù)字控制是電源數(shù)字化實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵，也是設(shè)計(jì)難點(diǎn)?？刂瞥绦虻木幹坪驼{(diào)試增加了電源設(shè)計(jì)的開發(fā)周期，這在三相高功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)中，尤為突出，因其控制量較多，需要采用電壓電流的雙閉環(huán)控制，來實(shí)現(xiàn)輸出的穩(wěn)定及輸入的單位功率因數(shù)。建模和仿真可以加速電源設(shè)計(jì)，本次設(shè)計(jì)電壓型PWM整流器實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正，并給出相應(yīng)的建模思路。假設(shè)：開關(guān)皆為理想開關(guān)；交流電源為三相對(duì)稱理想電壓源；忽略開關(guān)的死區(qū)時(shí)間。則 （2-1）（1） 在 ABC 靜止坐標(biāo)系下的高頻數(shù)學(xué)模型三相 Boost型 PWM 整流器電路拓?fù)淙鐖D2-9。圖中 Usa，Usb 和 Usc 是電源電壓，isa，isb和isc是輸

21、入電流，L是三相濾波電感，Cs是直流側(cè)濾波電容，Udc是直流母線電壓，R是直流側(cè)等效負(fù)載電阻，Io是直流負(fù)載電流。由于三相電壓型PWM整流器橋臂的上下開關(guān)管的控制信號(hào)互補(bǔ)，故定義開關(guān)函數(shù): （2-2）則變換器數(shù)學(xué)模型為： （2-3）式中 （2-4）從式（2-3）可以看出：每相輸入電流都是由三相開關(guān)函數(shù)共同控制的，整流器是一個(gè)相互耦合的多階非線性時(shí)變系統(tǒng)；不帶中線的三相 PWM 整流器的電容中點(diǎn)電位與電網(wǎng)中點(diǎn)電位不相等，兩電位差是高頻脈動(dòng)量，由三相開關(guān)函數(shù)共同決定?？梢姀母哳l角度看，PWM整流器三相之間是互相耦合的。圖2-9可用于變頻器、三相UPS、有源濾波器（APF）、靜止無功補(bǔ)償器（SVG）

22、等，是應(yīng)用最廣的三相電壓型PWM整流器。 圖2-9 電壓型PWM整流器電路拓?fù)?2) 靜止坐標(biāo)系下的高頻數(shù)學(xué)模型 上節(jié)建立了三相 PWM 整流器在abc靜止坐標(biāo)三相靜止坐標(biāo)系變換到兩相靜止坐標(biāo)系的變換矩陣為： （2-5）則 PWM 整流電路在兩相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型表示為： （2-6）式中 （2-7）可見由式（2-7）實(shí)現(xiàn)了有關(guān)量的解耦。在兩相靜止坐標(biāo)系下輸入電流、 只與各自的開關(guān)函數(shù)、有關(guān)。但變換后的兩相電壓和電流仍然是正弦變化量。當(dāng)整流器的開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于電網(wǎng)頻率時(shí)，式（2-4）和式（2-7）中的開關(guān)函數(shù)都可用上橋臂在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間所占的百分比（k=a, b, c）代替，從而得到

23、一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均數(shù)學(xué)模型，即 PWM整流器的低頻數(shù)學(xué)模型。平均數(shù)學(xué)模型忽略了整流器的開關(guān)過程，簡化了整流器的模型。 控制電壓和平均開關(guān)函數(shù)之間的關(guān)系 （2-8）由式（6）知整流器的輸出電流為 （2-9）由式（2-6）和式（2-9）可得 PWM 整流器在兩相靜止坐標(biāo)系下的高頻等效電路模型如圖2-10所示。由式（2-9）知整流器的輸出電流在兩相靜止坐標(biāo)系下是含有低頻紋波的。圖2-10高頻等效電路模型為了便于理解，可將三相整流器控制原理圖簡繪為如圖2-11所示。圖2-11三相APFC整流器控制原理圖電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖如圖2-12所示。圖2-12中 G（s）是三相高功率因數(shù)整流器控制到輸出的傳遞

24、函數(shù)，是電壓控制器。圖2-12系統(tǒng)閉環(huán)控制框圖2.4 后級(jí) DC/DC軟開關(guān)變換電路開關(guān)電源后級(jí)DC/DC變換電路的目的是將前級(jí)AC/DC電路輸出的直流電經(jīng)過降壓以后輸出，并且需要具備穩(wěn)壓的功能。如果一個(gè)電源輸入與輸出端需要隔離、或者需要相互隔離的多路輸出、輸入電壓與輸出電壓的比例小于1或者變換器需要采用較高的工作頻率，在以上的幾種情況下，后級(jí)的DC/DC變換電路多采用間接直流變流電路，即DC/AC/DC變換電路，其電路的結(jié)構(gòu)如圖2-13所示： 圖 2-13 DC/DC 變換電路結(jié)構(gòu)圖常用的 DC/AC/DC 變換電路有正激電路、反激電路、半橋電路和全橋電路。2.4.1 DC/DC 主電路結(jié)構(gòu)

25、設(shè)計(jì)（1）正激變換電路 正激變換電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2-14所示。電路的工作過程為：開關(guān)S開通后，變壓器的繞組W1兩端的電壓為上正下負(fù)，與其耦合的W2繞組兩端的電壓也為上正下負(fù)。因此，二極管VD1處于導(dǎo)通，VD2截止，電感L的電流逐漸增長；S關(guān)斷以后，電感L通過VD2續(xù)流，VD1截止，L 的電流逐漸下降。S關(guān)斷以后，變壓器的勵(lì)磁電流經(jīng)過W3繞組與 VD3流回電源，使勵(lì)磁電流降為零，使變壓器的磁芯復(fù)位。圖 2-14 正激變換電路在輸出濾波電感電流連續(xù)的情況下，即S開通時(shí)電感L的電流不為零，輸出電壓與輸入電壓的比為： （2-10）如果輸出電感電流不連續(xù)，輸出電壓將高于上式的計(jì)算值，并隨負(fù)載減小而升高

26、，在空載的極限情況下： （2-11）（2）反激變換電路在反激電路中，變壓器起著儲(chǔ)能元件的作用，可以看作是一對(duì)相互耦合的電感。其工作過程如下：S 開通后，VD 處于斷態(tài)，繞組 W1 的電流線性增長，電感儲(chǔ)能增加；S 關(guān)斷后，繞組 W1的電流被切斷，變壓器中的磁場能量通過繞組 W2 和 VD 向輸出端釋放。反激變換電路如圖2-15所示： 圖 2-15 反激變換電路 如果開關(guān)S開通時(shí)，繞組W2的電流尚未下降到零，則電路工作在電流連續(xù)模態(tài)，其輸出電壓與輸入電壓的比值為： （2-12）如果開關(guān)S開通時(shí)，繞組W2的電流已經(jīng)下降到零，則電路工作在電流斷續(xù)模態(tài)，其輸出電壓的實(shí)際值將高于上式的計(jì)算值，并隨著負(fù)載

27、減小而升高，在空載的極限情況下，輸出電壓趨于無窮，這將損壞電路中的元件，因此反激電路不應(yīng)工作在負(fù)載開路的狀態(tài)下。（3）半橋變換電路半橋變換電路如圖2-16所示：圖 2-16 半橋變換電路 在半橋電路中，S1與S2交替導(dǎo)通，使變壓器一次側(cè)形成幅值為Ui/2的交流電壓。改變開關(guān)的占空比，就可以改變變壓器二次側(cè)整流電壓平均值，也就改變了輸出電壓UO。由于電容的隔直作用，半橋電路對(duì)由于兩個(gè)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間不對(duì)稱而造成的變壓器一次側(cè)電壓 的直流分量具有自動(dòng)平衡作用，因此不容易發(fā)生變壓器的偏磁和直流磁飽和。當(dāng)濾波電感的電流連續(xù)時(shí)： （2-13）當(dāng)輸出電感電流不連續(xù)時(shí)，輸出電壓UO將高于上式的計(jì)算值，并隨著負(fù)載

28、減小而升高，在空載的極限情況下： （2-14）為了避免上下開關(guān)管在換流的過程中發(fā)生短暫的同時(shí)導(dǎo)通顯現(xiàn)而造成短路，損壞開關(guān)，每個(gè)開關(guān)管各自的占空比不能超過50%，并留有裕量。（4）全橋變換電路全橋變換電路的原理圖如圖2-17所示。全橋電路中的逆變部分由四個(gè)開關(guān)組成，互為對(duì)角的兩個(gè)開關(guān)同時(shí)導(dǎo)通，而同一側(cè)半橋上下兩個(gè)開關(guān)交替導(dǎo)通，將直流電壓逆變成幅值為Ui的交流電壓，加在變壓器的一次側(cè)。開關(guān)的占空比就可以改變整流電壓Ud的平均值，從而改變輸出電壓Uo的大小。變壓器原邊串聯(lián)隔直電容同樣對(duì)一次側(cè)電壓中的直流分量有自動(dòng)平衡作用，避免磁路飽和。當(dāng)濾波電感的電流連續(xù)時(shí)： （2-15）圖 2-17 全橋變換電路

29、當(dāng)輸出電感電流不連續(xù)時(shí)，輸出電壓UO將高于上式的計(jì)算值，并隨著負(fù)載減小而升高，在空載的極限情況下： （2-16）為了避免同一橋臂的上下開關(guān)管在換流的過程中發(fā)生短暫的同時(shí)導(dǎo)通顯現(xiàn)而造成短路，損壞開關(guān)，同一橋臂的兩個(gè)開關(guān)管各自的占空比不能超過 50%，并留有裕量。表2-2 DC/DC拓?fù)浞治鲋魍負(fù)鋱DDC/DC電路類型優(yōu)點(diǎn)缺點(diǎn)正激電路高頻變壓器傳輸效率高于反激式，可使變壓器體積更小、輸出紋波較小。電路變壓器的工作點(diǎn)僅處于磁化曲線的第1象限，沒有得到充分的利用，僅能應(yīng)用于功率為數(shù)百瓦至數(shù)千瓦的開關(guān)電源中反激電路電路簡單、元件數(shù)量較少、成本相對(duì)較低。電路變換器磁芯單向磁化，利用率低，適用于200W以下的

30、小功率電路中半橋變換電路電路簡單、元件數(shù)量較少，適用于中大功率場合。需聯(lián)合濾波電路才能達(dá)到交變直的基本效果，元件受電壓應(yīng)力較大。全橋變換電路電路不容易產(chǎn)生瀉流，適用于大功率場合。全橋電路成本高，電路相對(duì)復(fù)雜。在中小功率的場合，正激電路、反激電路、半橋電路因其結(jié)構(gòu)簡單、容易實(shí)現(xiàn)，應(yīng)用非常普遍，而在大功率的場合，一般采用全橋電路。因此本設(shè)計(jì)后級(jí) DC/DC 部分將采用全橋變換電路。2.4.2 DC/DC 電路控制技術(shù)確定全橋變換器實(shí)現(xiàn)的功率變換實(shí)際上是一個(gè) DC/AC/DC 變換，其中 DC/AC 變換是由全橋的兩個(gè)橋臂完成的，而AC/DC是由全波整流電路完成的。DC/AC 變換是通過控制兩個(gè)橋臂

31、上對(duì)角線上的兩個(gè)開關(guān)管S1與S4、S2與S3互補(bǔ)導(dǎo)通，從而在變壓器的原邊得到交流方波電壓。為了達(dá)到這個(gè)目的，對(duì)橋臂上的四只開關(guān)管有以下四種不同的控制策略，以下將分別進(jìn)行分析：（1）雙極性控制方式圖 2-18 雙極性控制方式如圖2-18所示，雙極性控制方式是最傳統(tǒng)的一種控制方式。在雙極性控制方式中，對(duì)角的兩只開關(guān)管S1、S4和S2、S3同時(shí)開通和關(guān)斷，一對(duì)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間不超過半個(gè)周期，即導(dǎo)通角不超過180，保留一定的死區(qū)時(shí)間。（2）有限雙極性控制方式圖 2-19 有限雙極性控制方式如圖2-19所示，正半周期中，S1一直開通，S4只開通一段時(shí)間；在負(fù)半周期中，S3一直開通，S2只開通一段時(shí)間。S

32、2、S4在S1、S3之前關(guān)斷。（3）不對(duì)稱控制方式圖 2-20 不對(duì)稱控制方式如圖2-20所示，不對(duì)稱控制方式中，對(duì)角的兩只開關(guān)管S1、S4和S2、S3 同時(shí)開通和關(guān)斷，與方式1中不同的是，開關(guān)管的開通和關(guān)斷是互補(bǔ)的。由于S1、S4的開通時(shí)間和S2、S3的開通時(shí)間是不同的，因此變壓器兩端的交流方波電壓是不對(duì)稱的。（4）移相控制方式圖 2-21 移相控制方式如圖2-21所示，在移相控制方式中，每個(gè)橋臂的兩個(gè)開關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通，并保留一定的死區(qū)時(shí)間，所謂移相角即兩個(gè)橋臂的開關(guān)管導(dǎo)通相差的一個(gè)相位。兩個(gè)有一個(gè)相位差的電壓疊加后加在變壓器原端，通過調(diào)節(jié)移相角的大小來調(diào)節(jié)變壓器原端電壓，從而達(dá)到調(diào)節(jié)相應(yīng)的輸

33、出電壓的目的。S1、S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)分別超前于S2、S4，因此定義S1、S3為超前橋臂，S2、S4為滯后橋臂。圖2-22 電源系統(tǒng)主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖采用移相控制方式中，不需要增加額外的輔助諧振電路，只需利用開關(guān)管寄生電容與變壓器漏感之間的諧振，便可以使全橋的四個(gè)開關(guān)管工作在軟開關(guān)狀態(tài)，大大減少高頻時(shí)開關(guān)電源的開關(guān)損耗，提高電源的效率。結(jié)合以上的分析，本此設(shè)計(jì)所研究的開關(guān)電源后級(jí)DC/DC變換電路采用移相全橋ZVS PWM變換電路。其電源主系統(tǒng)拓?fù)鋱D如圖2-22所示三相380V交流電經(jīng)前端三相全控整流APFC功率因數(shù)校正后輸出DC 500V，經(jīng)后級(jí)全橋DC/DC電路實(shí)現(xiàn)降壓功能。其功能框圖如圖2-23所

34、示。圖2-23 電源系統(tǒng)功能框圖整流功率校正功能由主控制器DSP實(shí)現(xiàn)，DC/DC電路以及MOS管軟開關(guān)通過專用移相控制專用芯片實(shí)現(xiàn)。顯示電路通過DSP實(shí)現(xiàn)現(xiàn)場功率因數(shù)實(shí)時(shí)顯示，以及輸出工作狀態(tài)功能。圖2-24整流功率校正功能示意圖3三相六開關(guān)APFC電路設(shè)計(jì)中大功率開關(guān)電源前置級(jí)AC/DC部分多采用三相不控整流加大容量濾波電容設(shè)計(jì)，如圖3-1所示，只有交流電源電壓高于直流側(cè)濾波電容電壓的時(shí)候,整流二極管才能導(dǎo)通，其余時(shí)刻，二極管關(guān)斷，由電容向負(fù)載放電。但是對(duì)于中大功率開關(guān)電源因此，交流電流呈現(xiàn)出不連續(xù)的尖峰狀，其中含有大量的高次諧波，對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重的諧波污染，且電流與電壓不同相，造成系統(tǒng)功率因

35、數(shù)降低。采用有源功率因數(shù)校正(Active Power Factor Correction)技術(shù)，將輸入電流校正成與輸入電壓同相的正弦波，實(shí)現(xiàn)開關(guān)電源“綠色化”是電源接入電網(wǎng)的必要前提。在三相電路中，共有三個(gè)電壓與電流需要進(jìn)行控制，三相六開關(guān)電路中，使用兩個(gè)開關(guān)控制一相電流，將電流校正為與電壓同相的正弦波，功率因數(shù)接近于 1。常用的控制策略有d-q坐標(biāo)系控制，空間矢量控制等。三相六開關(guān) PFC 電路進(jìn)行功率因數(shù)校正的功率因數(shù)最高，但其開關(guān)器件較多而且控制相當(dāng)復(fù)雜，設(shè)計(jì)難度較高。圖3-1 三相不可控整流電路3.1 功率因數(shù)校正技術(shù)3.1.1 功率因數(shù)的定義由電工學(xué)的基本理論，功率因數(shù)(PF)的定

36、義為有功功率(P)與視在功率(S)的比值，其公式表示為: (3-1)式中：輸入電流基波的有效值，單位A。電網(wǎng)電流的有效值，、為輸入電流中各次諧波有效值，單位A。輸入電壓基波有效值，單位V?；妷夯娏鞯奈灰埔驍?shù)。由此可知，PF由輸入電流的波形畸變因數(shù)以及基波電壓和基波電流的位移因數(shù)共同決定的。則電源的能量利用率越高，電路中的無功功率越小，電路元件的損耗越小；越小，表示電源輸入電流諧波分量越大，電流波形畸變率越高，對(duì)電網(wǎng)造成污染越嚴(yán)重，使系統(tǒng)功率因數(shù)降低，嚴(yán)重時(shí)會(huì)造成電子設(shè)備損壞。定義各次諧波有效值與基波有效值的比成為總諧波畸變(Total Harmonie Distortion，THD)，

37、其表達(dá)式為： (3-2)THD 用來衡量諧波對(duì)電網(wǎng)的污染程度。由式(3-2)可見，有效的抑制電路中的諧波分量即可達(dá)到增大，提高PF的目的，從而減少了THD。常規(guī)的開關(guān)電源輸入電路如圖3-2所示：圖3-2 開關(guān)電源輸入電路市電經(jīng)過不可控整流后，應(yīng)用一個(gè)較大的電容對(duì)整流后的電壓進(jìn)行濾波，這樣可以使輸出電壓變的平滑，但在整流電壓對(duì)大電容的充電過程中，輸入電流成為不連續(xù)的尖脈沖，除含有基波外，還含有大量的諧波分量，THD值很高，PF很低，能量的利用率差，電源效率低，同時(shí)對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生了很大的諧波污染。這就是常規(guī)的電源電路功率因數(shù)低、諧波污染大的根源。此時(shí)的輸入電壓、輸入電流波形如圖3-3所示。圖3-3 未

38、功率因數(shù)校正的電壓電流波形3.1.2 APFC 的基本工作原理功率因數(shù)校正的主要方法有兩種：一是無源PFC技術(shù)，即采用體積龐大的電感、電容濾波器來消除電路中的諧波電流，從而提高功率因數(shù)，它的主要缺點(diǎn)已經(jīng)在第一章做了詳細(xì)的闡述，所以現(xiàn)在一般不再使用。二是有源功率因數(shù)校正電路，自上世紀(jì)90年代以來得到了廣泛的應(yīng)用。它是在整流器與輸出濾波器之間設(shè)計(jì)一個(gè)功率變換電路，將功率因數(shù)校正為 1。有源功率因數(shù)校正電路可以工作于高頻開關(guān)狀態(tài)，因此可以大大減少裝備的體積。比無源功率因數(shù)校正電路效率高，而且能對(duì)變化的諧波進(jìn)行迅速的動(dòng)態(tài)跟蹤補(bǔ)償，有源功率因數(shù)校正電路的補(bǔ)償特性不受負(fù)載影響，因此有源功率因數(shù)校正電路得到

39、了迅猛的發(fā)展與廣泛的應(yīng)用。有源功率因數(shù)校正的基本原理為通過控制電路強(qiáng)迫交流輸入電流波形跟蹤交流輸入電壓波形，從而將交流輸入電流逼近于正弦波，并與交流輸入電壓同相，整個(gè)變換器電路在輸入端等效為一個(gè)電阻，以兩相單開關(guān) Boost 型 PFC 電路為例如圖3-4所示。圖3-4 典型的有源功率因數(shù)校正電路有源功率因數(shù)校正的缺點(diǎn)是電路比較復(fù)雜，控制電路設(shè)計(jì)比較繁復(fù)，成本較高，響應(yīng)較慢等。但是隨著新的半導(dǎo)體器件的產(chǎn)生和發(fā)展，特別是一些專門的控制芯片的誕生，使有源功率因數(shù)校正技術(shù)趨于成熟，因此有源功率因數(shù)校正得到了越來越廣泛的應(yīng)用。3.2 三相六開關(guān) APFC 電路工作原理它是一種非線性控制技術(shù)，其突出特點(diǎn)

40、是：無論是穩(wěn)態(tài)還是暫態(tài)，它都能保持受控量的平均值恰好等于或正比于給定值，即能在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，有效抵制電源側(cè)的擾動(dòng)，既沒有穩(wěn)態(tài)誤差，也沒有暫態(tài)誤差，這種控制技術(shù)可廣泛應(yīng)用于非線性系統(tǒng)的場合。該控制技術(shù)最初應(yīng)用于DC/DC變換器的控制中，現(xiàn)已逐步應(yīng)用于開關(guān)功率放大器、有源電力濾波器、交錯(cuò)運(yùn)行并聯(lián)開關(guān)變換器、矩陣式交流穩(wěn)壓電源、單相功率因數(shù)校正器等領(lǐng)域。三相六開關(guān)PWM整流器，能實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，它是把在PWM逆變電路中使用的PWM技術(shù)移植到整流電路中形成的。這種變換器通常采用雙環(huán)控制，外環(huán)是電壓調(diào)制環(huán)，內(nèi)環(huán)是電流環(huán)，電流和電壓特性都較好，但存在控制電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、設(shè)計(jì)較為復(fù)雜。具體三相PWM整流

41、電路采用復(fù)合有源箝位ZVS三相功率因數(shù)校正變換器，應(yīng)用三角載波控制策略，所有的主開關(guān)和輔助開關(guān)均為零電壓開關(guān)，有效抑制橋臂開關(guān)管反并二極管的反向恢復(fù)電流，減少反向恢復(fù)損耗。具有開關(guān)器件電壓應(yīng)力較低，開關(guān)頻率固定，輸入波形質(zhì)量好的特點(diǎn)。輸入功率因數(shù)要求達(dá)到為99%，THD達(dá)到4%以下。圖3-5 三相六開關(guān)APFC電路上圖是本次系統(tǒng)采用的三相六開關(guān)APFC主拓?fù)鋱D，圖3-6為PFC控制電路，其外環(huán)為電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)。在控制直流側(cè)電壓的同時(shí)也起到功率因數(shù)校正的作用。通過電壓傳感器采集到電壓信號(hào)，并與設(shè)定電壓值之差作為調(diào)節(jié)量送入一個(gè)比例積分PI型電壓誤差放大器，其輸出是一個(gè)直流量，當(dāng)實(shí)際輸出電壓大

42、于設(shè)定值時(shí)，輸出直流量減小，當(dāng)輸出電壓小于設(shè)定值時(shí)，輸出直流量增加,以直流增量與相電流做之差為控制量驅(qū)動(dòng)整流橋臂MOS管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。圖3-6 三相六開關(guān)APFC控制電路4. 移相全橋ZVS PWM變換器分析與設(shè)計(jì)在早期的大功率電源（輸出功率大于1KW）應(yīng)用中，硬開關(guān)全橋(Full-Bridge)拓?fù)涫菓?yīng)用最為廣泛的一種，其特點(diǎn)是開關(guān)頻率固定，開關(guān)管承受的電壓與電流應(yīng)力小，便于控制，特別是適合于低壓大電流，以及輸出電壓與電流變化較大的場合。但受制于開關(guān)器件的損耗，無法將開關(guān)頻率提升以獲得更高的功率密度。例如：一個(gè)5KW的電源，采用硬開關(guān)全橋，即使效率做到92%，那么依然還有400W的損耗，那么每

43、提升一個(gè)點(diǎn)的效率，就可以減少50W的損耗，特別在多臺(tái)并機(jī)以及長時(shí)間運(yùn)行的系統(tǒng)中，其經(jīng)濟(jì)效益相當(dāng)可觀。隨后，人們在硬開關(guān)全橋的基礎(chǔ)上，開發(fā)出了一種軟開關(guān)的全橋拓?fù)湟葡嗳珮?Phase-Shifting Full-Bridge Converter)，利用功率器件的結(jié)電容與變壓器的漏感作為諧振元件，使全橋電源的4個(gè)開關(guān)管依次在零電壓下導(dǎo)通(Zero voltage Switching，簡稱ZVS)，來實(shí)現(xiàn)恒頻軟開關(guān)，提升電源的整體效率與EMI性能，當(dāng)然還可以提高電源的功率密度。移相全橋ZVS PWM變換器主電路如圖4-1所示，其功率變換的核心為四個(gè)功率開關(guān)管VS1、VS2、VS3、VS4組成的兩個(gè)橋

44、臂，及主功率變壓器T。圖 4-1 移相全橋 ZVS PWM 變換器主電路上圖是移相全橋的拓?fù)鋱D，各個(gè)元件的意義如下：Uin：輸入的直流電源VS1-VS4：4個(gè)主開關(guān)管，一般是MOSFET或IGBT。T1,T2稱為超前臂開關(guān)管，T3,T4稱為滯后臂開關(guān)管C1-C4：4個(gè)開關(guān)管的寄生電容或外加諧振電容D1-D4：4個(gè)開關(guān)管的寄生二極管或外加續(xù)流二極管DR1,DR2:電源次級(jí)高頻整流二極管T：移相全橋電源變壓器Lp：變壓器原邊漏感或原邊漏感與外加電感的和Lf：移相全橋電源次級(jí)輸出續(xù)流電感Cf:移相全橋電源次級(jí)輸出電容RL:移相全橋電源次級(jí)負(fù)載在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，利用四個(gè)開關(guān)管與主功率變壓器的漏感之間的

45、諧振，使兩個(gè)橋臂的四個(gè)開關(guān)管依次零電壓開通與關(guān)斷，可以有效地降低變換電路的開關(guān)損耗與開關(guān)噪聲，同時(shí)也有效減少了開關(guān)管在開關(guān)過程中對(duì)外界的高頻干擾。同一橋臂的兩個(gè)開關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通180，不同的兩個(gè)橋臂的開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間相差一個(gè)相位，即所謂移相角，通過調(diào)節(jié)此移相角的大小，可以調(diào)節(jié)輸出電壓的大小。4.1 移相全橋ZVS PWM變換器4.1.1 移相全橋ZVS PWM變換器的工作原理以下將對(duì)移相全橋ZVS PWM變換器在一個(gè)周期內(nèi)的開關(guān)過程進(jìn)行分析，在此之前，先作如下假設(shè)：a）所有開關(guān)管、二極管等均為理想器件；b）所有電阻、電感、電容、變壓器等均為理想器件；c）開關(guān)管寄生電容C1=C2=C3=C4相等；d

46、) 輸出電感 遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于變壓器的漏感，即。（1）工作模態(tài) 1（）：時(shí)刻之前開關(guān)管VS1、VS4正常導(dǎo)通，如圖4-2所示。直流電壓Ui 直接加在變壓器原邊線圈上，因此原邊電流線性上升。時(shí)刻開關(guān)管VS1關(guān)斷，其并聯(lián)的寄生電容C1上的電壓為零且不能突變，因此VS1是零電壓關(guān)斷的，如圖4-3所示。變壓器漏感及濾波電感折算到原邊的值很大，因此原邊電流近似保持不變,C1充電，電壓緩慢上升，同時(shí)VS3并聯(lián)的電容C3放電，電壓逐漸下降。圖 4-2 VS1、VS4 正常導(dǎo)通圖 4-3 VS1 關(guān)斷（2）工作模態(tài)2（）：時(shí)刻C1充電完畢，同時(shí)C3 放電完畢，VS3 的體二極管 D3 導(dǎo)通，此時(shí)，開關(guān)管 VS3 兩端

47、的電壓近似為零，只要在此時(shí)間段觸發(fā)開通 VS3，則其為零電壓開通，如圖 4-4 所示。圖 4-4 二極管 D3 導(dǎo)通（3）工作模態(tài)3（）：時(shí)刻VS4關(guān)斷，由于其并聯(lián)的電容C4上電壓不能突變，因此VS4為零電壓關(guān)斷的，如圖4-5所示。VS4管斷后，VS2的并聯(lián)電容C2放電，電壓逐漸下降，同時(shí)C4充電，電壓逐漸上升。 由零變?yōu)樨?fù)，副邊兩個(gè)整流二極管 DR1、DR2 同時(shí)導(dǎo)通，變壓器副邊短接，因此變壓器副邊繞組電壓為零，原邊繞組電壓也為零， 直接加在變壓器漏感上，ip急劇下降，與C2、C4諧振。圖 4-5 開關(guān)管 VS4 關(guān)斷（4）工作模態(tài)4（）：時(shí)刻，C2、C4完成充放電過程，即C2電壓諧振降為零

48、，VS2的二極管D2導(dǎo)通，在這個(gè)時(shí)間段內(nèi)觸發(fā)開關(guān)管VS2，則可實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通，如圖 4-6所示。原邊電流繼續(xù)線性下降，t4時(shí)刻，下降至零。圖 4-6 二極管 D2 導(dǎo)通（5）工作模態(tài)5（）：此時(shí)開關(guān)管 VS2、VS3 均正常導(dǎo)通，如圖4-7所示。原邊電流反向增大，由于原邊電流非常小，不足以向副邊的負(fù)載提供能量，因此副邊的整流二極管 DR1、DR2仍同時(shí)導(dǎo)通。圖 4-7 開關(guān)管 VS2、VS3 正常導(dǎo)通（6）工作模態(tài)6（）：時(shí)刻原邊電流值達(dá)到副邊折算到原邊電流，整流二極管DR1關(guān)斷，DR2導(dǎo)通，如圖4-8所示。原邊電流開始向副邊負(fù)載提供能量。時(shí)刻，VS3關(guān)斷,其關(guān)斷過程與上述過程相似。圖

49、 4-8 DR1 關(guān)斷，DR2 導(dǎo)通4.1.2 變換器實(shí)現(xiàn)ZVS的條件通過前面的討論，可以得出，全橋變換器的四個(gè)開關(guān)管在關(guān)斷時(shí)，其并聯(lián)電容電壓不能突變，因此比較容易實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷；然而，如果實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通，則需在開關(guān)管開通之前使其并聯(lián)電容上的能量釋放至零，進(jìn)而使得其體二極管導(dǎo)通，才能實(shí)現(xiàn)，因此開關(guān)管的零電壓開通不易實(shí)現(xiàn),因此要實(shí)現(xiàn) ZVS 需要滿足： (4-1)超前臂與滯后臂在實(shí)現(xiàn) ZVS 時(shí)亦有所差別。超前臂開通與關(guān)斷時(shí)，變壓器副邊的整流二極管正常工作，副邊的濾波電感折算到變壓器原邊并與變壓器的漏感相疊加，因此，原邊電流變化不大，開關(guān)管并聯(lián)電容上的能量釋放較快,因此比較容易實(shí)現(xiàn)零電壓

50、開通；滯后臂開關(guān)管工作時(shí)，變壓器副邊的整流二極管處于同時(shí)導(dǎo)通的狀態(tài)，副邊短路，因此濾波電感不能折算到原邊，只有原邊的漏感維持原邊電流，而此時(shí)原邊電流已經(jīng)很小，因此開關(guān)管并聯(lián)電容上的能量釋放較慢。因此滯后臂實(shí)現(xiàn) ZVS 要比超前臂困難。5高壓直流二次電源DCDC變換器設(shè)計(jì)本章采用第四章提出的移相控制ZVS PWM DCDC全橋變換器拓?fù)溲兄?。高壓直流電源系統(tǒng)中二次電源直流變換器，其主要技術(shù)指標(biāo)為：輸入直流電壓：150-250V可調(diào)輸出電壓44V100V可調(diào)輸出電壓穩(wěn)定度：不大于1%輸出電壓紋波（峰-峰值）：不大于500mV輸出直流電流：100A5.1 主電路結(jié)構(gòu)主電路結(jié)構(gòu)如圖3-1所示，包括1)

51、輸入濾波電路；2)橋式逆變電路； 3)高頻變壓器、諧振電感、箝位二極管及隔直電容；4)輸出整流、濾波電路等組成。5.1.1 輸入濾波電路輸入濾波電路由輸入濾波電感和濾波電容組成。其中L101是輸入濾波電感，對(duì)輸入電流起到平滑作用。SCR和R108構(gòu)成輸入軟啟動(dòng)，開機(jī)時(shí)，通過R108給濾波電容C100、C101充電，R108起到阻尼作用，防止濾波電感與濾波電容產(chǎn)生振蕩，同時(shí)避免出現(xiàn)過大的浪涌電流。啟動(dòng)完成后，控制電路將會(huì)產(chǎn)生一個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)觸發(fā)SCR導(dǎo)通，將R108短路。 全橋逆變電路全橋逆變電路由Q105Q108組成。Q105-Q108均為CoolMOS，內(nèi)部包含寄生結(jié)電容和反并二極管，它們能實(shí)現(xiàn)

52、ZVS，其中Q105和Q108組成超前橋臂，Q106和Q107組成滯后橋臂，CBBl03105是滌綸電容，用于吸收直流母線上的高頻電壓尖峰。通過全橋逆變電路，在A、B兩端得到脈寬可調(diào)的高頻交流方波電壓。R100R103是柵極驅(qū)動(dòng)電阻，消除柵極電壓振蕩；R104,-R107是柵極電阻，與柵極并聯(lián)。 高頻變壓器、諧振電感、箝位二極管和隔直電容高頻變壓器TRl00起到隔離和降壓的作用，它有一個(gè)原邊繞組、兩個(gè)帶中心抽頭的副邊繞組。諧振電感L104用來幫助實(shí)現(xiàn)功率開關(guān)管的ZVS，而隔直電容C104則是用來防止高頻變壓器直流磁化，筘位二極管D102，D103用于消除輸出整流二極管上的電壓振蕩。 輸出整流濾

53、波電路輸出整流濾波電路用來將變壓器副邊的交流方波電壓整流和濾波，得到28.5V的直流電壓。其中，D104和D106是輸出整流二極管，D105、C105和R109組成RCD吸收緩沖電路，用來吸收漏感引起的電壓尖峰。L102是輸出濾波電感，C106C109，C114C116是濾波電容，L108、L109與C110C113構(gòu)成去除共模雜音電路。圖5-1主電路結(jié)構(gòu)圖5.2控制電路與驅(qū)動(dòng)電路5.2.1控制電路本電源的控制電路采用UCC3895來實(shí)現(xiàn)，如圖5-2所示，它具體分為如下幾個(gè)部分:UCC3895外圍電路設(shè)置，電壓閉環(huán)、電流閉環(huán)環(huán)節(jié)，軟起動(dòng)。保護(hù)電路包括四個(gè)保護(hù)功能和一個(gè)報(bào)警功能。1.UCC389

54、5外圍電路設(shè)置5-2 UCC3895外圍電路VDD取12V且CS腳與ADS腳直接相連；在CT腳與地之間接相應(yīng)的電阻和電容可以設(shè)置相應(yīng)的開關(guān)頻率，DLY-AB和DLY-CD管腳與信號(hào)地之間接相應(yīng)的阻容可分別設(shè)置超前橋臂開關(guān)管的死區(qū)時(shí)間和滯后橋臂開關(guān)管的死區(qū)時(shí)間。 2.電壓電流閉環(huán)環(huán)節(jié)輸出電壓反饋信號(hào)Vf經(jīng)過一電壓跟隨器送到電壓調(diào)節(jié)器的反相端，5V基準(zhǔn)電壓可通過電位器進(jìn)行調(diào)節(jié)，作為電壓給定信號(hào)輸入電壓調(diào)節(jié)器的正相端，以確保電源輸出連續(xù)可調(diào)。以一個(gè)電阻和電容跨接在反相端和輸出端作為補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)，構(gòu)成比例積分(Pl)調(diào)節(jié)器。為了提高PI的穩(wěn)定性，再并接了電容。電壓調(diào)節(jié)器的輸出送至3895內(nèi)部誤差放大器的同

55、相端，該誤差放大器接成電壓跟隨器形式，其輸出信號(hào)與鋸齒波比較，調(diào)節(jié)移相角，以保證輸出電壓穩(wěn)定。當(dāng)電源系統(tǒng)作為電流源使用時(shí)輸出電流經(jīng)分流器轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)，再經(jīng)過差動(dòng)放大器放大，反相后送到電流調(diào)節(jié)器的反相端。5V基準(zhǔn)電壓經(jīng)過電阻分壓后，得到2.5V電壓送到同相端，作為電流給定信號(hào)。使用一個(gè)電阻和電容并聯(lián)在比較器反相端構(gòu)成PI調(diào)節(jié)器，為了抑制運(yùn)放的溫漂，在PI調(diào)節(jié)器上并接一個(gè)電阻。3.軟起動(dòng)開機(jī)時(shí)，9V電壓通過R243給電容C129充電，充電時(shí)間由RC常數(shù)來確定。當(dāng)C129電壓充至9V后，比較器輸出高電平，這時(shí)三極管Q109導(dǎo)通，給晶閘管提供驅(qū)動(dòng)信號(hào)，使其觸發(fā)導(dǎo)通，軟起動(dòng)電路如圖5-3所示。圖5-3 軟起動(dòng)電路4.保護(hù)電路本電源設(shè)置了四個(gè)保護(hù)功能和一個(gè)報(bào)警功能:輸入過壓保護(hù)，輸入欠壓保護(hù)，輸出過壓保護(hù)和輸出欠壓告警。（1）報(bào)警電壓設(shè)定與檢測為了減少的輔助電源負(fù)