matlab通信仿真設(shè)計(jì)

1、matlab通信仿真設(shè)計(jì)課程設(shè)計(jì)指導(dǎo)書 使用班級(jí)：光纖通信071、無(wú)線通信071課程設(shè)計(jì)地點(diǎn)：信息樓C207 2009年11月課程設(shè)計(jì)題目1：調(diào)幅廣播系統(tǒng)的仿真設(shè)計(jì)模擬幅度調(diào)制是無(wú)線電最早期的遠(yuǎn)距離傳輸技術(shù)。在幅度調(diào)制中，以聲音信號(hào)控制高頻率正弦信號(hào)的幅度，并將幅度變化的高頻率正弦信號(hào)放大后通過天線發(fā)射出去，成為電磁波輻射。波動(dòng)的電信號(hào)要能夠有效地從天線發(fā)送出去，或者有效地從天線將信號(hào)接收回來(lái)，需要天線的等效長(zhǎng)度至少達(dá)到波長(zhǎng)的1/4。聲音轉(zhuǎn)換為電信號(hào)后其波長(zhǎng)約在151500km之間，實(shí)際中不可能制造出這樣長(zhǎng)度和范圍的天線進(jìn)行有效信號(hào)收發(fā)。因此需要將聲音這樣的低頻信號(hào)從低頻率段搬移到較高頻率段上

2、去，以便通過較短的天線發(fā)射出去。人耳可聞的聲音信號(hào)通過話筒轉(zhuǎn)化為波動(dòng)的電信號(hào)，其頻率范圍為2020KHz。大量實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)，人耳對(duì)語(yǔ)音的頻率敏感區(qū)域約為3003400Hz，為了節(jié)約頻率帶寬資源，國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)中將電話通信的傳輸頻帶規(guī)定為3003400Hz。調(diào)幅廣播除了傳輸聲音以外，還要播送音樂節(jié)目，這就需要更寬的頻帶。一般而言，調(diào)幅廣播的傳輸頻率范圍約為1006000Hz。任務(wù)一：調(diào)幅廣播系統(tǒng)的仿真。采用接收濾波器Analog Filter Design模塊，在同一示波器上觀察調(diào)幅信號(hào)在未加入噪聲和加入噪聲后經(jīng)過濾波器后的波形。采用另外兩個(gè)相同的接收濾波器模塊，分別對(duì)純信號(hào)和純?cè)肼暈V波，利用統(tǒng)計(jì)模塊計(jì)算

3、輸出信號(hào)功率和噪聲功率，繼而計(jì)算輸出信噪比，用Disply顯示結(jié)果。實(shí)例1：對(duì)中波調(diào)幅廣播傳輸系統(tǒng)進(jìn)行仿真，模型參數(shù)指標(biāo)如下。1.基帶信號(hào)：音頻，最大幅度為1?；鶐y(cè)試信號(hào)頻率在1006000Hz內(nèi)可調(diào)。2.載波：給定幅度的正弦波，為簡(jiǎn)單起見，初相位設(shè)為0，頻率為5501605Hz內(nèi)可調(diào)。3.接收機(jī)選頻放大濾波器帶寬為12KHz，中心頻率為1000kHz。4.在信道中加入噪聲。當(dāng)調(diào)制度為0.3時(shí)，設(shè)計(jì)接收機(jī)選頻濾波器輸出信噪比為20dB，要求計(jì)算信道中應(yīng)該加入噪聲的方差，并能夠測(cè)量接收機(jī)選頻濾波器實(shí)際輸出信噪比。仿真參數(shù)設(shè)計(jì)：系統(tǒng)工作最高頻率為調(diào)幅載波頻率1605KHz，設(shè)計(jì)仿真采樣率為最高工

4、作頻率的10倍，因此取仿真步長(zhǎng)為相應(yīng)的仿真帶寬為仿真采樣率的一半，即設(shè)基帶測(cè)試正弦信號(hào)為m(t)=Acos2Ft，載波為c(t)=cos2fct，則調(diào)制度為ma的調(diào)制輸出信號(hào)s(t)為容易求出，s(t)的平均功率為設(shè)信道無(wú)衰減，其中加入的白噪聲功率譜密度為N0/2，那么仿真帶寬(-W，W)內(nèi)噪聲樣值的方差為設(shè)接收選頻濾波器的功率增益為1，帶寬為B，則選頻濾波器輸出噪聲功率為因此，接收選頻濾波器輸出信噪比為所以信道中的噪聲方差為根據(jù)上面的公式，編程計(jì)算出噪聲的方差，并將方差值和其它已知值作為仿真系統(tǒng)的參數(shù)。中波調(diào)幅廣播傳輸系統(tǒng)仿真的參考模型(ex1_1.mdl)如圖1-1所示。圖1-1中波調(diào)幅廣

5、播傳輸系統(tǒng)仿真參考模型接收通道濾波器用Analog Filter Design模塊實(shí)現(xiàn)，可設(shè)置為2階帶通的。為了能夠測(cè)量輸出信噪比，以參數(shù)完全相同的另外兩個(gè)濾波器模塊分別對(duì)純信號(hào)和純?cè)肼暈V波，最后利用統(tǒng)計(jì)模塊計(jì)算輸出信號(hào)功率和噪聲功率，繼而計(jì)算輸出信噪比，通過Display顯示。任務(wù)二：調(diào)幅的包絡(luò)檢波和相干解調(diào)性能仿真比較。根據(jù)通信理論，以解調(diào)輸出信噪比衡量的同步相干解調(diào)性能總是優(yōu)于包絡(luò)檢波性能。在輸入高信噪比條件下，包絡(luò)檢波接近同步相干解調(diào)的性能，而隨著輸入信噪比逐漸降低，包絡(luò)檢波性能也逐漸變壞，當(dāng)輸入信噪比下降到某一值時(shí)，包絡(luò)檢波輸出信噪比將急劇下降，這種現(xiàn)象稱為包絡(luò)檢波的門限效應(yīng)。實(shí)例2

6、：以實(shí)例1為傳輸模型，在不同輸入信噪比條件下仿真測(cè)量包絡(luò)檢波解調(diào)和同步相干解調(diào)對(duì)調(diào)幅波的解調(diào)輸出信噪比，觀察包絡(luò)檢波解調(diào)的門限效應(yīng)。圖1-2所示的仿真模型(ex2.mdl)用于測(cè)量包絡(luò)檢波的門限效應(yīng)，發(fā)送的調(diào)幅波參數(shù)以及仿真步進(jìn)與實(shí)例1相同。首先，調(diào)幅信號(hào)通過AWGN信道后，分別送入包絡(luò)檢波器和同步相干解調(diào)器。包絡(luò)檢波器由Saturation模塊來(lái)模擬具有單向?qū)ㄐ阅艿臋z波二極管，模塊的上下門限分別設(shè)置為inf和0。同步相干所使用的載波是理想的，直接從發(fā)送端載波引入。兩解調(diào)器后接的低通濾波器相同。解調(diào)后的兩路信號(hào)送到示波器顯示，同時(shí)送入信噪比測(cè)試模塊，即圖中的子系統(tǒng)SNR Detection，

7、其內(nèi)部如圖1-3所示。在SNR Detection模塊中，輸入的兩路解調(diào)信號(hào)通過濾波器將信號(hào)和噪聲近似分離，以分別計(jì)算信號(hào)和噪聲分量的功率，進(jìn)而計(jì)算信噪比。兩個(gè)帶通濾波器參數(shù)相同，其中心頻率為1000Hz，帶寬為200Hz，對(duì)應(yīng)于發(fā)送基帶測(cè)試信號(hào)頻率，其輸出近似視為純信號(hào)分量。兩個(gè)帶阻濾波器參數(shù)也相同，其中心頻率為1000Hz，帶寬為200Hz，其輸出可近似為信號(hào)中的噪聲分量。之后，通過零階保持模塊將信號(hào)離散化，再由buffer模塊和方差模塊計(jì)算出信號(hào)和噪聲的功率，buffer緩沖區(qū)長(zhǎng)設(shè)置為1.6051e+005個(gè)樣值，這樣將在0.01s內(nèi)進(jìn)行一次統(tǒng)計(jì)計(jì)算。最后，由分貝轉(zhuǎn)換模塊dB Conve

8、rsion和Fcn函數(shù)模塊計(jì)算出兩解調(diào)器的輸出信噪比。計(jì)算輸出Display顯示的同時(shí)，也送入工作空間，以便能夠編程作出兩解調(diào)性能曲線，To Workspace模塊設(shè)置為只將最后一次仿真結(jié)果以數(shù)組(Array)格式送入工作空間，變量名為SNR_out，它含有2個(gè)元素，即兩個(gè)解調(diào)輸出信號(hào)的檢測(cè)信噪比。當(dāng)設(shè)置信道噪聲方差等于1時(shí)，執(zhí)行仿真所得到的解調(diào)信號(hào)波形如圖1-4所示?？梢钥闯?，相干解調(diào)輸出波形中，噪聲成分相對(duì)要小一些。圖1-2包絡(luò)檢波和相干解調(diào)性能測(cè)試仿真模型圖1-3解調(diào)輸出信噪比近似于測(cè)量子系統(tǒng)SNR Detection的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖1-4噪聲方差為1時(shí)的解調(diào)信號(hào)波形仿真結(jié)果任務(wù)三：用mat

9、lab編程方法，得出解調(diào)性能曲線。通過編程方法，連續(xù)改變輸入信號(hào)信噪比，用以計(jì)算出對(duì)應(yīng)的方差，每計(jì)算一個(gè)方差后調(diào)用一次ex1_2.mdl，從而獲得在Workspace中的數(shù)據(jù)SNR_out，通過matlab繪圖的方法將包絡(luò)檢波和相干解調(diào)的信噪比與輸入信噪比的關(guān)系繪于同一圖，比較其性能。在matlab空間調(diào)用ex1_2.mdl的函數(shù)是sim(ex1_2.mdl)。課程設(shè)計(jì)題目2：模擬信號(hào)的數(shù)字化基帶信號(hào)的采樣定理是指，對(duì)于一個(gè)頻譜寬度為BHz的基帶信號(hào)，可惟一地被均勻間隔不大于1/(2B)秒的樣值序列所確定。采樣定理表明，如果以不小于1/(2B)次/秒的速率對(duì)基帶模擬信號(hào)均勻采樣，那么所得到樣值

10、序列就包含了基帶信號(hào)的全部信息，這時(shí)對(duì)該序列可以無(wú)失真地重建對(duì)應(yīng)的基帶模擬信號(hào)。例如，電話話音信號(hào)的最高頻率為3400Hz，為了保證無(wú)失真采樣，對(duì)其進(jìn)行采樣的最低速率必須大于等于6800次/秒，考慮到實(shí)際低通濾波器的非理想特性，數(shù)字電話通信系統(tǒng)中規(guī)定采樣率為8000次/秒。為了保證在足夠大的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)數(shù)字電話話音具有足夠高的信噪比，提出了非均勻量化：在小信號(hào)時(shí)采用較小的量化間距，而在大信號(hào)時(shí)用大的量化間距。在數(shù)學(xué)上，非均勻量化等價(jià)于對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行動(dòng)態(tài)范圍壓縮后再進(jìn)行均勻量化。小信號(hào)通過壓縮器時(shí)增益大，大信號(hào)通過壓縮器時(shí)增益小。這樣就使小信號(hào)在均勻量化之前得到較大的放大，等價(jià)于以較小間距直接對(duì)小

11、信號(hào)進(jìn)行量化，而以較大間距對(duì)大信號(hào)進(jìn)行量化。在接收端要進(jìn)行相應(yīng)的反變換，即擴(kuò)張?zhí)幚?，以補(bǔ)償壓縮過程引起的信號(hào)非線性失真。中國(guó)和歐洲的PCM數(shù)字電話系統(tǒng)采用A律壓擴(kuò)方式，即：壓縮系數(shù)A=87.6。A律壓縮擴(kuò)張曲線可用折線來(lái)近似，16段折線點(diǎn)是：其中靠近原點(diǎn)的4根折線斜率相等，可視為一段，因此總折線數(shù)為13段，稱為13段折線近似。用Simulink中的Look-Up Table查表模塊可以實(shí)現(xiàn)對(duì)13折線近似的壓縮擴(kuò)張計(jì)算的建模，壓縮模塊的輸入向量設(shè)置為：輸出量向量設(shè)置為：。擴(kuò)張模塊的設(shè)置與壓縮模塊的設(shè)置相反。任務(wù)一：PCM編碼PCM是脈沖編碼調(diào)制的簡(jiǎn)稱，是現(xiàn)代數(shù)字電話系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)語(yǔ)音編碼方式。A律P

12、CM數(shù)字電話系統(tǒng)中規(guī)定：傳輸語(yǔ)音的信號(hào)頻段為3003400Hz，采樣率為8000次/s，對(duì)樣值進(jìn)行13折線壓縮后編碼為8位二數(shù)字序列。因此，PCM編碼輸出的數(shù)碼速率為64kbps。PCM編碼的二進(jìn)制序列中，每個(gè)樣值用8位二進(jìn)制碼表示，其中最高比特位表示樣值的正負(fù)極性，規(guī)定負(fù)值用0表示，正值用1表示。接下來(lái)的3位比特表示樣值的絕對(duì)值所在的8段折線的段落號(hào)，最后4位是樣值處于段落內(nèi)16個(gè)均勻間隔上的間隔序號(hào)。在數(shù)學(xué)上，PCM編碼較低的7位相當(dāng)于對(duì)樣值的絕對(duì)值進(jìn)行13折線近似壓縮后的7位均勻量化編碼輸出。實(shí)例1：設(shè)計(jì)一個(gè)13折線近似的PCM編碼器模型，使它能夠?qū)θ∩嵩?1,1內(nèi)歸一化信號(hào)樣值進(jìn)行編碼

13、。測(cè)試模型和仿真結(jié)果如圖2-1所示。其中信號(hào)源用一個(gè)常數(shù)表示。以Saturation作為限幅器，Relay模塊的門限設(shè)置為0，其輸出即可作為PCM編碼輸出的最高位，即確定極性碼。樣值取絕對(duì)值后，以Look-Up Table(查表)模塊進(jìn)行13折線壓縮，并用增益模塊將樣值范圍放大到0127，然后用間距為1的Quantizer模塊進(jìn)行四舍五入取整量化，并用Integer to Bit Converter將整數(shù)轉(zhuǎn)換成長(zhǎng)度為8個(gè)比特的二進(jìn)制數(shù)據(jù)，最后用Display模塊顯示編碼結(jié)果。將PCM編碼器封裝成一個(gè)子系統(tǒng)，整個(gè)文件模型保存為ex2_1.mdl。圖2-113折線A律編碼器任務(wù)二：PCM解碼實(shí)例2

14、：測(cè)試模型和仿真結(jié)果如圖2-2所示，其中PCM編碼子系統(tǒng)就是圖2-1中虛線所圍部分。PCM解碼器中首先分離并行數(shù)據(jù)中的最位(極性碼)和7位數(shù)據(jù)，然后將7位數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為整數(shù)值，再進(jìn)行歸一化、擴(kuò)張后與雙極性的極性碼相乘得出解碼值。將該模型中的虛線所圍部分封裝為一個(gè)PCM解碼子系統(tǒng)。整個(gè)文件模型保存為ex2_2.mdl。圖2-213折線A律解碼器任務(wù)三：PCM串行傳輸模型在以上兩個(gè)實(shí)例基礎(chǔ)上，建立PCM串行傳輸模型，并在傳輸信道中加入指定錯(cuò)誤概率的隨機(jī)誤碼。實(shí)例3：仿真模型如圖2-3所示，其中PCM編碼和解碼子系統(tǒng)內(nèi)部結(jié)構(gòu)參見圖2-1和圖2-2。PCM編碼輸出經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換后得到二進(jìn)制碼流送入二進(jìn)制對(duì)稱

15、信道。在解碼端信道輸出的碼流經(jīng)過串并轉(zhuǎn)換后送入PCM編碼，之后輸出解碼結(jié)果并顯示波形。模型中尚未對(duì)PCM解碼結(jié)果作低通濾波處理。文件模型保存為ex2_3.mdl。圖2-3PCM串行傳輸模型仿真采樣率必須是仿真模型中最高信號(hào)速率的整數(shù)倍，這里模型中信道傳輸速率最高為64bps，故仿真步進(jìn)設(shè)置為1/64000s。信道錯(cuò)誤比特率設(shè)為0.01，以觀察信道誤碼對(duì)PCM傳輸?shù)挠绊憽Ｐ盘?hào)源可以采用比如200Hz的正弦波。解碼輸出存在延遲。對(duì)應(yīng)于信道產(chǎn)生誤碼的位置，解碼輸出波形中出現(xiàn)了干擾脈沖，干擾脈沖的大小取決于信道中錯(cuò)誤比特位于一個(gè)PCM編碼字串中的位置，位于最高位時(shí)將導(dǎo)致解碼值極性錯(cuò)誤，這時(shí)干擾最大，而位于最低位的誤碼引起的誤碼最輕微。通過改變Binary Symmetric Channel中的Error Probability的大小，觀察原信號(hào)和解碼后的輸出。一種仿真情況下的仿真結(jié)果波形如圖2-4所示。圖2-4PCM串行傳輸仿真結(jié)果任務(wù)四：修改實(shí)例3的PCM編解碼模型，測(cè)試指定誤碼率條件下PCM解碼語(yǔ)間信號(hào)的音質(zhì)。實(shí)例4：使用Simulink中DSP模塊庫(kù)的音頻輸入模塊可以對(duì)真實(shí)音頻信號(hào)進(jìn)行處理，測(cè)試模