基于輸出電流控制的光伏并網(wǎng)逆變電源

1、2007年8 月 第22卷第8期電 工 技 術(shù) 學(xué) 報TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETYVol.22 No.8Aug. 2007基于輸出電流控制的光伏并網(wǎng)逆變電源張承慧 葉 穎 陳阿蓮 杜春水（山東大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院 濟(jì)南 250061）摘要 光伏逆變電源并網(wǎng)運(yùn)行時本質(zhì)上為電流源。其輸出電流濾波不但會對電網(wǎng)產(chǎn)生嚴(yán)重的諧波污染，同時其輸出電流鎖相不精確會降低系統(tǒng)的轉(zhuǎn)化效率。針對以上問題，采用電流瞬時值和電流有效值雙閉環(huán)控制策略實現(xiàn)對輸出電流波形的控制；研制一種具有尖峰抑制作用的LCL濾波器，通過對其數(shù)學(xué)模型的幅頻分析說明了其良好的濾波

2、特性；設(shè)計了一種軟件鎖相環(huán)，并在此基礎(chǔ)上通過 角的修正實現(xiàn)了精確可靠地鎖相。實驗結(jié)果驗證了設(shè)計的合理性和正確性，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)輸出正弦波電流。關(guān)鍵詞：光伏逆變電源 尖峰抑制 LCL濾波器 軟件鎖相環(huán) 中圖分類號：TM464Research on Grid-Connected Photovoltaic Inverter Based onOutput Current ControlZhang Chenghui Ye Ying Chen Alian Du Chunshui （Shandong University Jinan 250061 China）Abstract The photovolt

3、aic inverter is a current-source in essence when it works in grid-connected mode. Its output current will produce serious harmonic pollution, and if without using a precise PLL, its transformation efficiency will be decreased. To solve the problems, a dual-loop control strategy is used based on inst

4、antaneous-current and current RMS to realize the control of the current waveform in this paper. A peak restrained LCL filter is designed. By analyzing the amplitude frequency characteristic, the LCL filter has its good filter performance; also a kind of software phase-locked is developed, and throug

5、h amendment it can realige high accuracy and reliability. The experimental results show the rationality and correctness of the design, and can achieve the output sinusoidal current at unity power factor.Keywords：Photovoltaic inverter, peak restrained, LCL filter, software phase-locked loop加了一個網(wǎng)側(cè)電感，構(gòu)

6、成了LCL濾波器，提出了LCL濾波器的設(shè)計過程，并采用合理的方式選取阻尼電阻有效地抑制了LCL濾波器的諧振尖鋒，避免了系統(tǒng)的不穩(wěn)定。為了滿足逆變電源輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相的要求，就必須采用鎖相環(huán)。倘若鎖相過程不可靠，容易產(chǎn)生逆變電源和電網(wǎng)之間的環(huán)流，對設(shè)備造成嚴(yán)重的沖擊3。傳統(tǒng)的鎖相環(huán)主要靠硬件來實現(xiàn)鎖相功能，有著較為復(fù)雜的硬件電路，還存在直流零點(diǎn)漂移，器件飽和等硬件電路難以克服的問題4。本文采用TMS320LF2407作為主控制器，并與簡單的同步信號發(fā)生電路相結(jié)合構(gòu)成了軟件鎖相環(huán)，通過 角的在線修正，實現(xiàn)了對電網(wǎng)電壓的頻率跟蹤和相位校正。與硬件鎖相環(huán)相比，該方法靈活、可1 引言隨著光伏事

7、業(yè)的迅猛發(fā)展，光伏電源正在由獨(dú)立運(yùn)行向并網(wǎng)發(fā)電的方向發(fā)展1。光伏電源并網(wǎng)運(yùn)行時本質(zhì)上為電流源，如何有效地控制其輸出電流，在盡量減少輸出電流對電網(wǎng)諧波污染的前提下，又能滿足其與電網(wǎng)電壓同頻同相是光伏電源并網(wǎng)運(yùn)行的兩大難點(diǎn)和關(guān)鍵點(diǎn)。為了抑制諧波污染，一般的方法是采用LC濾波器，雖然其結(jié)構(gòu)和參數(shù)選取簡單，但無法平抑輸出電流的高頻紋波，容易因電網(wǎng)阻抗的不確定性而影響濾波效果2。本文在LC濾波器的基礎(chǔ)上，增山東省光伏發(fā)電重大科技項目資助。收稿日期 2007-03-10 改稿日期 2007-06-0542電 工 技 術(shù) 學(xué) 報 2007年8月靠、精度高，并且控制過程易于實現(xiàn)。Imax=20%×2

8、 總體控制方案逆變電源的主電路及控制方案如圖1所示。并網(wǎng)運(yùn)行時逆變器在鎖相環(huán)的協(xié)調(diào)下將直流電逆變成交流電，經(jīng)過LCL低通濾波器后與電網(wǎng)相連。此時的控制目標(biāo)為控制逆變電路輸出的交流電流為穩(wěn)定的、高品質(zhì)的正弦波，且與電網(wǎng)電壓同頻同相。系統(tǒng)采用電壓控制電流的雙閉環(huán)方式，外環(huán)為電流有效值（RMS）閉環(huán)，通過對輸出電壓的控制來調(diào)節(jié)并網(wǎng)電流的大小，內(nèi)環(huán)為電流瞬時值閉環(huán)，通過實時的電流反饋，修正電流的輸出波形。有效值和瞬時值構(gòu)成的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)保證了對輸出電流幅值和波形的要求，并且具有控制的物理意義明確，易于用軟件實現(xiàn)，動態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點(diǎn)。P（2） U對于PWM控制的逆變電源輸出電感與紋波有如下關(guān)系6Udc（

9、3） L1=4ImaxfPWM式中 Udc逆變電源直流輸入電壓fPWM開關(guān)頻率電容C的選取要折中考慮其所產(chǎn)生的無功功率和電感L1的大小：電容值越大，產(chǎn)生的無功就越多，通過L1和開關(guān)管的電流就越大，因此會造成逆變器效率降低；電容值亦不能太小，否則需要更大的電感來滿足衰減的需要。這里取電容C所產(chǎn)生的無功功率為15%的額定功率，由文獻(xiàn)7可得PC=15%× （4）2 fSU2式中 fS基波頻率LCL濾波器在低頻部分以20dB/decade衰減，高于諧振頻率的部分以60dB/decade衰減。為抑制高次諧波，避免輸出電流畸變，一般取諧振頻率為1025倍的基波頻率，本文取17.5倍的基波頻率進(jìn)行

10、分析。由LCL濾波器的傳遞函數(shù)式（1）推導(dǎo)其諧振點(diǎn)計算公式為2 fr=圖1 光伏逆變器主電路及控制方案1輸出電流有效值給定 2有效值計算 3PI控制器 4鎖相環(huán) 5正弦波發(fā)生器 6三角波載波信號7SPWM比較器及驅(qū)動（5） Fig.1 Main circuit and control scheme of PV inverter3 帶尖峰抑制的LCL濾波器設(shè)計逆變電源并網(wǎng)運(yùn)行時為電流源，要求輸出電流的紋波在一定的范圍之內(nèi)，由圖2（虛線部分以導(dǎo)線代替）可得LCL濾波器輸出電流I2和輸入電壓Uin之間的傳遞函數(shù)為5G(s)=I2(s)1（1）=Uin(s)L1L2Cs3+(L1+L2)s式中 fr諧

11、振頻率設(shè)計光伏逆變電源樣機(jī)輸出為220V/1kVA，逆變器效率為97%，Udc=500V，fPWM=20kHz，fS=50Hz，將參數(shù)帶入式（2）式（5）可得：L1=6.64mH，C=9.87µF，L2=6.61mH，取L1=L2=7mH、C=10µF帶入傳遞函數(shù)式（1），得傳遞函數(shù)為式（6），其相應(yīng)的幅頻特性如圖3虛線所示。I(s)1G(s)=2= （6）Uin(s)4.9×1010s3+1.4×102s從濾波器的幅頻特性曲線可以看出，在諧振頻率處都有一個很高的諧振尖峰，會引起輸出波形的畸變，容易造成系統(tǒng)的不穩(wěn)定，為此需要加入尖峰抑制措施。對于小功率系

12、統(tǒng)，往往采用增加無源阻尼的方式7，如圖2所示，此時的傳遞函數(shù)變?yōu)?I(s)G(s)=2Uin(s)=RfCs+1L1L2Cs+(L1+L2)RfCs+(L1+L2)s3圖2 LCL輸出濾波器 Fig.2 LCL output filter（7）濾波電感L1主要由輸出的電流紋波Imax決定，電流紋波一般取15%25%的額定電流。本文按20%設(shè)計，逆變器獨(dú)立運(yùn)行時額定輸出功率為P，額定輸出電壓為U，逆變器效率為，可得這種方法簡單靈活，雖然增加了一定的電阻損耗，但能獲得良好的抑制尖峰效果。在諧振頻率處的電容阻抗為ZC =1/（2frC）=18.2，根據(jù)文獻(xiàn)8，阻尼電阻應(yīng)該取Rf =ZC /36，將各

13、參數(shù)帶入式第22卷第8期張承慧等 基于輸出電流控制的光伏并網(wǎng)逆變電源 43（7），可得傳遞函數(shù)為式（8），其相應(yīng)的幅頻特性如圖3實線所示，可見諧振尖峰得到了很好的抑制。I(s)G(s)=2Uin(s)=6×105s+14.9×10103s+8.4×10s+1.4×10s722（8）4.2 同步信號檢測電路設(shè)計在進(jìn)行輸出電流和電網(wǎng)電壓同步的過程中，DSP需要采集電網(wǎng)電壓信號的相位，由于TMS320LF2407A芯片只能采集TTL電平信號，所以需要輔助硬件電路將電網(wǎng)的正弦波電壓信號轉(zhuǎn)換成幅值為3.3的方波信號，該方波信號和正弦波電壓信號具有相同的過零點(diǎn)，即在

14、電網(wǎng)電壓上升過零點(diǎn)處，方波信號變?yōu)楦唠娖剑疚牟捎玫南鄳?yīng)硬件電路如圖5所示。圖3 輸出濾波器幅頻特性Fig.3 The amplitude frequency characteristicof output filter圖5 電網(wǎng)電壓同步信號產(chǎn)生電路 Fig.5 Synchronization signal detect circuit4 軟件鎖相環(huán)設(shè)計如前所述，光伏發(fā)電系統(tǒng)并網(wǎng)運(yùn)行時，要求系統(tǒng)輸出的正弦波電流與電網(wǎng)電壓頻率一致，而且為保證回饋功率因數(shù)為1，回饋電流的相位必須與電網(wǎng)電壓的相位一致。鎖相環(huán)是一個能夠自動追蹤輸入信號頻率和相位的閉環(huán)控制系統(tǒng)，在并網(wǎng)系統(tǒng)中起到了關(guān)鍵的作用。 4.1

15、軟件鎖相環(huán)原理典型的鎖相電路基本結(jié)構(gòu)如圖4所示，它是由鑒相器（PD）、環(huán)路濾波器（LF）和壓控振蕩器（VCO）組成的相位閉環(huán)系統(tǒng)9。圖5中的電壓傳感器將電網(wǎng)電壓變成為同相位的弱電信號，該信號再經(jīng)過比較器LM339，即可得到與電網(wǎng)電壓同相位的方波信號，如圖6所示。得到的方波信號經(jīng)過光電隔離和電平轉(zhuǎn)換后，將幅值為3.3V的方波信號送到DSP芯片的捕獲引腳CAP4上，捕獲單元在檢測到上升沿時觸發(fā)中斷，進(jìn)行鎖相。圖4 典型的鎖相電路基本結(jié)構(gòu) Fig.4 Basic structure of a typical PLL circuit圖6 電網(wǎng)電壓同步方波信號Fig.6 The synchronizat

16、ion square signal of the gridvoltage軟件鎖相環(huán)則是將典型的鎖相電路中由硬件來實現(xiàn)的功能改用軟件編程的方式來實現(xiàn)。如果輸出信號的相位和頻率可以通過軟件來精確控制，那么相位閉環(huán)調(diào)節(jié)過程可以由精確的軟件控制來替代。軟件鎖相的過程可以進(jìn)一步得到簡化。其實現(xiàn)思路是先將輸入信號經(jīng)過簡單的過零比較電路，產(chǎn)生與輸入信號過零點(diǎn)相對應(yīng)的方波信號，通過捕獲單元檢測該方波信號的上升沿或下降沿來確定輸入信號的頻率，因為頻率和相位之間滿足簡單的積分關(guān)系，所以可以根據(jù)輸入信號的頻率，通過軟件來控制輸出信號，使其與輸入信號同頻同相。4.3 頻率跟蹤的軟件實現(xiàn)鎖相的過程分為頻率跟蹤和相位同步

17、兩部分。對于頻率跟蹤來講，在本文中通過軟件設(shè)置捕獲單元CAP4的計數(shù)時基為定時器T4，設(shè)定T4的時基為0.625MHz（64分頻），設(shè)定定時器T3的時基為40MHz，用于產(chǎn)生三角載波信號?？傻?41T4CNT×= （9） f40×102T3PR×140×10=1（10） f式中 4CNT定時器T4的計數(shù)值44電 工 技 術(shù) 學(xué) 報 2007年8月T3PR定時器T3的周期計數(shù)值 f 電網(wǎng)頻率正常情況電網(wǎng)頻率f=50Hz，可得T4CNT=12500，相對應(yīng)的T3CNT=2000?？紤]電網(wǎng)頻率變化范圍（50±1）Hz，這樣每次中斷時計數(shù)器T4CNT的

18、值會在1227912755之間變動，根據(jù)T4CNT的值查表1就能獲得高精度的頻率值。用這個頻率值來改變?nèi)禽d波的周期，即周期寄存器T3PR值，以改變輸出并網(wǎng)電流的周期，從而實現(xiàn)頻率跟蹤的目標(biāo)。表1 不同頻率對應(yīng)的T4CNT、T3PR的值Tab.1 The value of T4CNT and T3PR at different frequency電網(wǎng)頻率 /HzT4CNT對應(yīng) T3PR電網(wǎng)頻率 /HzT4CNT對應(yīng) T3PR變電源的并網(wǎng)運(yùn)行做好了準(zhǔn)備。圖8 角修正后電網(wǎng)電壓與輸出電壓 Fig.8 The grid voltage and the output voltage withamend

19、eing 49.0 12755 50.0 125002000 49.1 12729 50.1 12475 1996 49.2 12703 50.2 124501992 49.3 12678 50.3 12425 1988 49.4 12651 50.4 12400 1984 49.5 12625 50.5 12376 1980 49.6 12600 50.6 12352 1976 49.7 12575 50.7 12327 1972 49.8 12550 50.8 12303 1968 49.9 12525 50.9 12279 19646 實驗結(jié)果研制一臺1kVA實驗樣機(jī)，控制電路采用DSP

20、芯片TMS320LF2407A，圖9為樣機(jī)實物圖。取濾波器參數(shù)為L1=L2=7mH，C=10µF，Rf=6，輸入電壓Udc=420V，開關(guān)頻率fPWM=20kHz，進(jìn)行并網(wǎng)實驗。4.4 相位同步的軟件實現(xiàn)相位同步就是在電網(wǎng)電壓過零時，根據(jù)電路參數(shù)相應(yīng)地調(diào)整正弦表指針的起始位置，以實現(xiàn)并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓的同相。在實際應(yīng)用中，由于模擬、數(shù)字電路的延遲，由LM339比較電路得到的電壓同步信號與實際的電網(wǎng)電壓相比，會有相位滯后，如果直接按照硬件電路產(chǎn)生的方波信號進(jìn)行相位跟蹤，不進(jìn)行相位的調(diào)節(jié)，會使輸出電壓滯后電網(wǎng)電壓。本文采用基于修正 角的相位同步算法，即在正弦波的每個周期進(jìn)行正弦表的修正，

21、正弦表指針不是從零開始，而是有一個相角的超前。圖7和圖8分別為 角修正和 =5°修正后的電網(wǎng)電壓和逆變電源輸出電壓的波形?？梢娷浻布南嗷ヅ浜夏芎芎玫亟鉀Q鎖相問題，為實現(xiàn)光伏逆圖9 樣機(jī)實物圖 Fig.9 The picture of prototype實驗采用Tektronix公司的TPS2014示波器測量輸出波形。當(dāng)輸出電流為2.3A時的電網(wǎng)電壓與逆變器輸出電流波形如圖10所示。從圖10可以看出電網(wǎng)電壓與逆變電源輸出電流近似的保持同頻同相。這是由于實驗室電網(wǎng)電壓的畸變，影響了鎖相環(huán)節(jié)和輸出電流的波形。圖7 無 角修正的電網(wǎng)電壓與輸出電壓 Fig.7 The grid voltag

22、e and the output voltage withoutamending 圖10 電網(wǎng)電壓與輸出電流波形 Fig.10 The waveforms of grid voltage andoutput current第22卷第8期張承慧等 基于輸出電流控制的光伏并網(wǎng)逆變電源 454 趙為. 太陽能光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的研究D. 合肥：合肥工業(yè)大學(xué), 2003.5 張憲平, 林資旭, 等. LCL濾波的PWM整流器新型控制策略J. 電工技術(shù)學(xué)報, 2007, 22 (2): 74-77. Zhang Xiangping, Lin Zixu, et al. A novel controlstra

23、tegy for PWM rectifier with LCL filterJ. Transactions of China Electrotechnical Society, 2007, 22 (2): 74-77.6 Bruno Bolsens, Johan Driesen, Ronnie Belmans, et al.Model-based generation of low distortion currents in grid-coupled PWM-inverters using an LCL output filterJ. IEEE Trans. on Power Electro

24、nics, 2006, 21 (4): 1032-1040.7 Timothy C Y Wang, Zhihong Ye, Gautam Sinha, et al.Output filter design for a grid-interconnected three-phase inverterC. Power Electronics Specialist Conference, IEEE 34th Annual, 2003, 2: 779-784. 8 Liserre M, Blaabjerg F, et al. Design and control of anLCL-filter-bas

25、ed three-phase active rectifierJ. IEEE Trans. on Ind. App., 2005, 41(5): 1281-1291.9 Hilmy Awad, Jan Svensson, M J Bollen. Tuningsoftware phase-locked loop for series-connecter convertersJ. IEEE Trans on Power Electronics, 2005, 20 (1): 300-308.作者簡介張承慧 男，1963年生，博士，教授，博士生導(dǎo)師，主要研究方向是工程優(yōu)化控制、電力電子技術(shù)、電機(jī)與控制。葉 穎 男，1982年生，碩士研究生，研究方向為電力電子與電力傳動。7 結(jié)論本文從三個方面對光伏逆變器輸出電流加以控制。首先，從逆變電源的控制策略上，采用以電流