開關(guān)電源有源功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)與仿真研究

1、摘 要本文對(duì) Boost 型功率因數(shù)校正技術(shù)進(jìn)行了分析、 設(shè)計(jì)和研究。 詳細(xì)分析了有源 功率因數(shù)校正器的基本工作原理,通過比較幾種不同拓?fù)涞?PFC 變換器主電路的 優(yōu)缺點(diǎn),和比較控制電路的幾種不同控制方法的優(yōu)缺點(diǎn),明確本文所要研究的對(duì) 象為平均電流控制(ACM 的 Boost 型功率因數(shù)校正器。在此基礎(chǔ)上對(duì) Boost 主電路和控制電路進(jìn)行數(shù)學(xué)建模, 得出其狀態(tài)方程和傳遞 函數(shù),運(yùn)用仿真軟件 MATLAB 中的 Simulink 工具,建立了 Boost 主電路和控制電 路的 Simulink 仿真模型,并得出其仿真結(jié)果。本文根據(jù) Boost 變換器的特點(diǎn)和要求,設(shè)計(jì)了一個(gè)具體、實(shí)用的帶 P

2、FC 功能 的開關(guān)電源電路,并給出了具體設(shè)計(jì)步驟和電路參數(shù)的計(jì)算。平均電流控制的單相 Boost 功率因數(shù)校正電路, 完全能夠達(dá)到整流、 高輸入功 率因數(shù)、升壓、穩(wěn)壓、低紋波的目標(biāo),具有廣闊的應(yīng)用前景。關(guān)鍵詞 :功率因數(shù)校正; Boost 變換器;仿真AbstractBased on the summary of the fruits of the research of the Active Power Factor Correction, the PFC system, which adopts Boost power converter circuit and Average Curre

3、nt Mode control scheme, is well studied in this thesis.According to the principle and the discussion of the single-phase active power correction, concluding different structures of the main circuit and methods of the controllers, the PFC system, which adopts Boost power converter circuit and Average

4、 Current Mode control scheme is indicated as the developing direction of PFC and regarded as PFC system structure.Then, the state differential equations of ideal Boost converter and the general transfer functions of PWM converter are deduced and the simulation models of ideal converter are showed us

5、ing MATLAB.Besides, we design a practical circuit with the function of PFC, giving discrete design steps and the calculation of the circuit parameters.Finally, we can conclude that the PFC system which adopts Boost power converter circuit and Average Current Mode control scheme can achieve good perf

6、ormance, which can be used widely in the future.Key words: PFC (power factor correction; Boost converter; Simulation目 錄第 1章 緒 論 . 1 1.1 課題研究意義 . 1 1.2 功率因數(shù) . 1 1.3 功率因數(shù)校正方法 . 2 1.4 本文所做的主要工作 . 4第 2章 有源功率因數(shù)校正技術(shù) . 5 2.1 APFC 原理 . 5 2.2APFC 技術(shù)分類 . 6 2.3有源功率因數(shù)校正的主電路拓?fù)?. 6 2.4有源功率因數(shù)校正技術(shù)的工作模式 . 7 2.5有源功率因

7、數(shù)校正技術(shù)的控制策略 . 9第 3章 APFC 電路的設(shè)計(jì) . . 14 3.1APFC 電路的選擇 . 14 3.2APFC 電路的參數(shù)設(shè)計(jì) . 15 3.3本章小結(jié) . 20第 4章 APFC 電路的仿真分析 . . 21 4.1MATLAB 簡介 . . 21 4.2APFC 主電路的仿真 . 22 4.3Boost 型 APFC 電路的仿真 . . 25 4.4APFC 電路的優(yōu)化設(shè)計(jì) . 30 4.5本章小結(jié) . 33結(jié) 論 . 34參考文獻(xiàn) . 35致 謝 . 36第 1章 緒 論1.1 課題研究意義隨著電子科學(xué)技術(shù)的發(fā)展和應(yīng)用,電子設(shè)備的種類越來越多,其中電源已經(jīng) 成為這些電子設(shè)

8、備不可缺少的一部分。同時(shí),它們對(duì)電源的要求也越來越高。近 年來,開關(guān)電源以效率高,功率密度高,電壓調(diào)整率高,體積小,重量輕等諸多 優(yōu)點(diǎn)而在電源領(lǐng)域中占據(jù)主導(dǎo)地位。然而,開關(guān)電源多數(shù)是通過整流器與電力網(wǎng) 相接的,經(jīng)典的整流器是由二極管或晶閘管組成的非線性電路。這樣就造成開關(guān) 電源的輸入阻抗呈容性,網(wǎng)側(cè)輸入電壓和輸入電流間存在較大相位差,輸入電流 嚴(yán)重非正弦,并呈脈沖狀 1,故功率因數(shù)極低,諧波分量很高,給電力系統(tǒng)帶來了 嚴(yán)重的諧波污染 。 為此, 國際電工委員會(huì)為各種電子設(shè)備制定了相應(yīng)的諧波標(biāo)準(zhǔn), 我國國內(nèi)的有關(guān)委員會(huì)也提出了相應(yīng)的諧波標(biāo)準(zhǔn)。傳統(tǒng)的整流電路因?yàn)橹C波遠(yuǎn)遠(yuǎn) 超標(biāo)而面臨前所未有的挑戰(zhàn)。

9、為了保證開關(guān)電源的輸入電流諧波能夠達(dá)到諧波標(biāo) 準(zhǔn)的要求,綠化電網(wǎng)環(huán)境,功率因數(shù)校正(Power Factor Correction, PFC 技術(shù)已 經(jīng)成為當(dāng)今電力電子學(xué)領(lǐng)域十分活躍和頗具研究價(jià)值的熱點(diǎn)。實(shí)踐表明,在增加開關(guān)電源類裝置的功率因數(shù),降低電流諧波含量方面,有 源功率因數(shù)校正(APFC 技術(shù)是應(yīng)用最為廣泛和行之有效的方法。在我國對(duì)于電 流諧波的要求規(guī)范、標(biāo)準(zhǔn)還不健全,有源功率因數(shù)校正技術(shù)的研究也是方興未艾, 但是它的重要性已經(jīng)得到了廣泛的認(rèn)可?？傊?在各種用電設(shè)備中采用 APFC 技 術(shù)來提高功率因數(shù),提高效率,提高可靠性,減少電源的整機(jī)成本,以及提高產(chǎn) 品的競(jìng)爭力方面都具有十分重要

10、的意義。1.2 功率因數(shù)功率因數(shù)是電源對(duì)電網(wǎng)供電質(zhì)量的一個(gè)重要衡量指標(biāo)。根據(jù)電工學(xué)的基本理 論,功率因數(shù)(Power Factor定義為有功功率(P 和視在功率(S 的比值,用 公式表示為1111111cos cos cos R RU I I P PF F U I I = (1-1 式中:1I :輸入電流基波有效值;R I :電網(wǎng)電流有效值; R I =1I , 2I , n I 為輸入電流各次諧波 有效值;11o i U U D=-:輸入電壓基波有效值; :輸入電流的波形畸變因數(shù);1cos :基波電壓和基波電流的位移因數(shù)。稱為畸變因數(shù),它表示了基波電流有效值在總的輸入電流有效值中所占的比 例

11、 ; 1cos 稱為位移因數(shù),它反映了輸入電流與輸入電壓之間的相位差。功率因數(shù)是畸變因數(shù)和位移因數(shù)的乘積,很顯然,當(dāng)輸入電流與輸入電壓是同頻同相的正 弦波時(shí),有 PF =1。1.3 功率因數(shù)校正方法從本質(zhì)上來講,功率因數(shù)校正技術(shù)的目的是要使用電設(shè)備的輸入端口針對(duì)交 流電網(wǎng)呈現(xiàn)“純阻性” ,這樣輸入電流和電網(wǎng)電壓為同頻同相的正弦波,功率因數(shù) 為 1,不會(huì)產(chǎn)生諧波污染問題。由功率因數(shù)的定義和 1PF=cos 總諧波畸變與功 率因數(shù)的關(guān)系可知,要提高功率因數(shù),有兩個(gè)途徑:(1使輸入電壓、輸入電流同相位,也就是使 1=0,使相移因數(shù) 1cos =1。(2使輸入電流正弦化, 1R I I = (諧波為零

12、 ,從而 11RI I =。 綜合這兩種方法 , 就可以實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)為 1 的目標(biāo),即 1PF=cos 111=。所以要使 THD 小 , 功率因數(shù)更高,可以從電路上采取措施,使交流輸入電流波形 完全跟隨交流輸入電壓波形且同相位,使輸入電流波形為純正弦波。具體的方法 主要有兩種:無源功率因數(shù)校正法和有源功率因數(shù)校正法 2。這一方法是在整流器和電容之間串聯(lián)一個(gè)濾波電感,或在交流側(cè)接入諧振濾 波器。如圖 1-1所示,它是通過大電感 L1 來展寬輸入電流的導(dǎo)通角,從而實(shí)現(xiàn)提高功率因數(shù)的目的。其主要優(yōu)點(diǎn)是:簡單,成本低,可靠性高, EMI 小;主要 缺缺點(diǎn)是:尺寸,重量大,難以得到高功率因數(shù)(一般可提

13、高到 0.9 左右 ,工 作性能與頻率,負(fù)載變化及輸入電壓變化有關(guān),電感和電容間有很大的放電電流。 圖 1-1 無源功率因數(shù)校正電路這一方法是在整流器和負(fù)載之間接入一個(gè) DC/DC 開關(guān)變換器,應(yīng)用電流反 饋技術(shù),使輸入端電流波形跟蹤交流輸入正弦電壓波形,可以使輸入電流接近正 弦。從而使輸入端 THD 小于 5%,而功率因數(shù)可提高到 0.99 或更高。由于在這 個(gè)方案中,應(yīng)用了有源器件,故稱為有源功率因數(shù)校正 (Active Power Factor Correction ,簡稱 APFC 。主要優(yōu)點(diǎn)是:可得到較高的功率因數(shù),如 0.970.99, 甚至接近 1, THD 小;可在較寬的輸入電

14、壓范圍(如 90260V AC和寬頻帶下 工作;體積,重量小;輸出電壓也可保持恒定。主要缺點(diǎn)是:電路復(fù)雜;成本高; EMI 高; 效率會(huì)有所降低。 如圖 1-2所示就是最常見的采用升壓方法的 APFC 電 路 3。由于 APFC 技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)正符合開關(guān)電源高頻化,綠色化的發(fā)展趨勢(shì),現(xiàn)在 APFC 技術(shù)已經(jīng)廣泛應(yīng)用于 AC/DC 開關(guān)電源, 交流不間斷電源 (UPS及其它電子 儀器中。 圖 1-2 簡化的有源功率因數(shù)校正電路1.4本文所做的主要工作本文在對(duì)國內(nèi)外有源功率因數(shù)校正技術(shù)分析、研究的基礎(chǔ)上,采用理論分析, 仿真研究和設(shè)計(jì)實(shí)踐的方法對(duì) Boost 型有源功率因數(shù)校正器系統(tǒng)進(jìn)行深入的研究。

15、論文主要從以下幾個(gè)方面展開研究:(1概述功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展?fàn)顩r及其分類,本課題的主要工作。(2在論述有源功率因數(shù)校正基本原理的基礎(chǔ)上,對(duì)有源功率因數(shù)校正器幾 種主電路拓?fù)溥M(jìn)行分析和比較,并總結(jié)各自的優(yōu)缺點(diǎn);對(duì)有源功率因數(shù)校正電路 的控制策略進(jìn)行了詳細(xì)的分類闡述,總結(jié)各自的優(yōu)缺點(diǎn)及適合的應(yīng)用場(chǎng)合。通過 分析比較確定本文研究的對(duì)象為平均電流控制模式的 Boost 型功率因數(shù)校正技術(shù)。 (3 推導(dǎo)理想 Boost 變換器的狀態(tài)方程; 建立了 Boost 變換器的 MATLAB 數(shù) 學(xué)模型。(4設(shè)計(jì)控制電路的參數(shù),建立電壓誤差放大器和電流誤差放大器的傳遞函 數(shù)。(5建立 Boost 型 APFC

16、的仿真模型,并比較分析系統(tǒng)在功率因數(shù)校正前后 的輸入電壓電流波形和輸出電壓波形的變化,結(jié)果驗(yàn)證本文的方法設(shè)計(jì) Boost 型 APFC 電路的各參數(shù)可獲得滿意得效果,說明這種設(shè)計(jì)方法的合理性。第 2章 有源功率因數(shù)校正技術(shù)2.1 APFC 原理有源功率因數(shù)校正技術(shù) APFC(Active Power Factor Correction 伴隨著開關(guān)電 源變換技術(shù)的發(fā)展而出現(xiàn)。早期,功率半導(dǎo)體技術(shù)尚未成熟,有源功率因數(shù)校正 電路,大多借助于晶閘管電路來實(shí)現(xiàn)。隨著功率半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展,各種性能優(yōu) 異、價(jià)格便宜的功率開關(guān)器件紛紛出現(xiàn)。現(xiàn)在只有在大功率場(chǎng)合,才會(huì)使用晶閘 管。基于現(xiàn)代高速半導(dǎo)體開關(guān)器件和

17、控制集成電路的現(xiàn)代高頻功率電子電路,構(gòu) 成了現(xiàn)代有源功率因數(shù)校正控制電路的主流。有源功率因數(shù)校正技術(shù),雖然控制 復(fù)雜,但是其所得的功率因數(shù)高,且由于這種方式采用的是開關(guān)電源變換技術(shù), 開關(guān)工作頻率高,因此與無源功率因數(shù)校正相比較,所需要的濾波電容、電感都 要小,體積和重量也就小。隨著各種便攜式設(shè)備的風(fēng)行,這種校正方式正成為功 率因數(shù)校正的主流。有源功率因數(shù)校正的基本電路由兩大部分組成:主功率電路和控制電路,如 圖 2-1所示。其基本思想是:將輸入的交流電壓進(jìn)行全波橋式整流,對(duì)得到的整 流直流電壓進(jìn)行 DC-DC 變換。 通過相應(yīng)的控制 (PWM 調(diào)制 使輸入電流平均值自 動(dòng)跟隨全波整流電壓基準(zhǔn)

18、,呈正弦波形,且相位差為零,使輸入阻抗呈純阻性, 從而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)為 1。也可以說功率因數(shù)校正電路的基本思想是將整流器與濾 波電容隔開,使整流電路由容性負(fù)載變?yōu)樽栊载?fù)載?，F(xiàn)有的 APFC 電路一般都采用雙環(huán)控制,內(nèi)環(huán)為電流環(huán),用來實(shí)現(xiàn) DC-DC 變換器的輸入電流與全波整流電壓波形相同;外環(huán)為電壓環(huán),可保持輸出電壓穩(wěn) 定,從而使 DC-DC 變換器輸出端成為一個(gè)直流電壓源。 圖 2-1 有源功率因數(shù)校正電路原理交流 輸入2.2APFC 技術(shù)分類有源功率因數(shù)校正技術(shù)按照不同的標(biāo)準(zhǔn)可以分為很多種:按電網(wǎng)供電方式可 分為單相 APFC 電路和三相 APFC 電路;按主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)劃分,可分為降壓 型

19、(BUCK 、升壓型(BOOST 、升降壓型(BUCK-BOOST 等;按軟開關(guān)特性 劃分,可分為零電流開關(guān)(ZCS 和零電壓開關(guān)(ZVS APFC 技術(shù);按控制方法 劃分, 可以分為 PWM 控制, PFM 控制, 單環(huán)電壓反饋控制, 雙環(huán)電流模式控制, 單周期控制等;按照電路結(jié)構(gòu)來劃分, APFC 技術(shù)可分為兩級(jí) APFC 電路和單級(jí) APFC 電路。兩級(jí) APFC 電路由升壓 APFC 和 DC/DC 變換器級(jí)聯(lián)而成, 前級(jí)實(shí)現(xiàn)功率因 數(shù)校正,后級(jí)實(shí)現(xiàn)隔離和降壓,其優(yōu)點(diǎn)是每級(jí)電路可單獨(dú)分析、設(shè)計(jì)和控制,特 別適合作為分布式電源系統(tǒng)的前置級(jí)。單級(jí) APFC 電路集功率因數(shù)校正和輸出隔 離、

20、電壓穩(wěn)定于一身,結(jié)構(gòu)簡單,效率高,但分析和控制較復(fù)雜,只適合用于單 一集中式電源系統(tǒng)。相對(duì)而言,兩級(jí) APFC 的校正效果比較理想。除 了 以 上 幾 種 APFC 技 術(shù) 外 還 有 磁 放 大 APFC 技 術(shù) , 三 電 平 (Three-IxvelAPFC 技術(shù),不連續(xù)電容電壓模式 (DCVMAPFC 技術(shù)等。2.3有源功率因數(shù)校正的主電路拓?fù)涔β室驍?shù)校正技術(shù)的目的從本質(zhì)上來講是要使用電設(shè)備的輸入端口針對(duì)交流 電網(wǎng)呈現(xiàn)“純阻性” ,使輸入電流與輸入電壓始終成正比。要用 APFC 技術(shù)來實(shí) 現(xiàn)這一目的,原則上都必須用電感和電容組成一定的 LC 拓?fù)渚W(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu),同時(shí)利 用功率開關(guān)管的開啟和關(guān)

21、斷特性,使 LC 網(wǎng)絡(luò)在不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之間來回變化 即功率開關(guān)管在開啟時(shí) LC 網(wǎng)絡(luò)為一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),而功率開關(guān)管在關(guān)斷時(shí) LC 網(wǎng)絡(luò)為另外一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。 這樣, 當(dāng) LC 網(wǎng)絡(luò)在不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之間來回變化時(shí), 一方面可以實(shí)現(xiàn)能量的傳輸 (DC-DC 轉(zhuǎn)換 ,另一方面可以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電流的控制 (使輸入電流與輸入電壓始終成正比 ,以實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的目的。電力電子技術(shù)中的六種基本變換器 Buck, Boost, Buck-Boost, Zeta, Sepic 和 Cuk 在原理上都可以構(gòu)成 APFC 電路, 從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上來說, Buck 、 Boost 兩種 變換器最為基本,而其它的變換器結(jié)構(gòu)都是

22、由這兩種基本結(jié)構(gòu)演變而來的。其中 Boost 變換器具有獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn),因而在實(shí)際中應(yīng)用最為廣泛。降壓型:噪聲大,濾波困難,功率開關(guān)管上的電壓應(yīng)力大,控制驅(qū)動(dòng)電平浮 動(dòng),因此很少采用。升壓型:采用簡單電流型控制方法, PF 值較高,總諧波失真小,效率高, 但是輸出電壓高于輸入電壓, 適用于 75-2000W 功率范圍的應(yīng)用場(chǎng)合, 應(yīng)用最 為廣泛。 升壓型 APFC 電路具有以下優(yōu)點(diǎn):電路中的電感 L 適用于電流型控制;由于升壓型 APFC 電路的預(yù)調(diào)整作用,在輸出電容器 C 上保持高電壓,所以 C 的 體積小,儲(chǔ)能大;在整個(gè)交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù);輸入 電流連續(xù),并且在 APF

23、C 電路開關(guān)瞬間輸入電流較小,易于進(jìn)行 EMI 濾波;升壓 電感 L 能阻止快速的電壓、電流瞬變,提高了電路工作的可靠性 4。降 /升型:需要兩個(gè)功率開關(guān)管,其中一個(gè)功率開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)浮動(dòng), 電路復(fù)雜,較少采用。Cuk 變換器的發(fā)展思路是把 Boost 和 Buck 變換器串聯(lián)起來進(jìn)行演變, 因而 Cuk 變換器又名 Boost-Buck 串聯(lián)變換器。它的特點(diǎn)為:無論在功率開關(guān)管 S 導(dǎo)通還是 關(guān)斷時(shí),可以知道電感 1L 和 2L 上的電流都可以保持連續(xù),并且輸入電源電流始終 和流過電感 1L 的電流相等, 這點(diǎn)與單一的 Boost 變換器電路的電流輸入特性是相同 的;通過增加電感 1L

24、 和 2L 的值,可以使得交流紋波電流的值很小,這一特點(diǎn)使得 它在應(yīng)用中常常不需要附加抗電磁干擾(EMI 濾波器,并使體積小型化;可以實(shí) 現(xiàn)降壓和升壓。2.4 有源功率因數(shù)校正技術(shù)的工作模式APFC 電路在通常情況下需要用電壓 -電流的雙環(huán)反饋來控制,這在一定的程 度上會(huì)使 PFC 電路顯得較為復(fù)雜。由于 Boost 變換器具有控制容易, 輸入電流可以連續(xù)且紋波電流較小等諸多優(yōu) 點(diǎn), 因而得到了廣泛的應(yīng)用, 為了方便敘述, 這里主要用 Boost 變換器作為描述和 分析的對(duì)象。根據(jù)電路輸入電流檢測(cè)和控制方式, APFC 電路的工作模式可分成兩種:電 感電流連續(xù)(Continue Current

25、 Mode,CCM 和電感電流不連續(xù)工作 (Discontinue Current Mode,DCM兩大類 5 。不連續(xù)導(dǎo)電控制模式 (DCM 又稱為電壓跟蹤控制 (V oltage-follower Control 方式,主要有恒頻、變頻方式等,它是 APFC 控制中簡單而實(shí)用的一種控制方式, 應(yīng)用較廣。為了獲得理想的穩(wěn)壓輸出,需要輸出電壓閉環(huán)反饋控制環(huán)節(jié),開關(guān)由 輸出電壓誤差信號(hào)控制。在一個(gè)開關(guān)周期電感電流的平均值正比于輸入電壓,因 此輸入電流波形自然跟蹤輸入電壓波形 6。(1恒頻方式圖 2-2給出了 Boost 電路的 DCM 控制原理圖, 電壓調(diào)節(jié)器 E/A的頻帶寬度取 10-20Hz

26、 ,確保穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出占空比在半個(gè)工頻周期內(nèi)保持不變。恒頻控制時(shí)開關(guān)周 期恒定,電感電流不連續(xù)。電感電流在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的平均值為s d o n on on d avg LT T T T V I 2 (+=(2-1 圖 2-2 DCM 控制原理圖式中 d V 為整流后的電壓; on T 為功率開關(guān)管 S 的導(dǎo)通時(shí)間; don T 為二極管 VD 的續(xù)流時(shí)間; s T 為開關(guān)周期。式(2-1中 don T 恒定, DC/DC變換器輸入側(cè)等效為阻性負(fù)載,整流器交流側(cè) 電壓電流同相位。實(shí)際上, don T 在半個(gè)工頻周期內(nèi)并不恒定,導(dǎo)致輸入平均電流有 一定程度的畸變。輸出電壓與輸入電壓峰值的比值越大,輸

27、入電流畸變程度越小。該方式下的 電流 THD 可控制在 10%以內(nèi)。(2變頻方式式 (2-1 中, 若 don on s T T T +=, 則輸入平均電流只與導(dǎo)通時(shí)間有關(guān), 保持 on T 恒 定,輸入電流理論上無畸變,這就是變頻控制原理。變頻控制方式下電流工作于 臨界 DCM 狀態(tài),集成控制器 UC3852可實(shí)現(xiàn)上述功能。當(dāng)占空比和開關(guān)頻率固定時(shí),輸入電流的平均值正比于輸入電壓,因此不再 需要電流控制環(huán)輸入電流的平均值就能自動(dòng)跟蹤輸入電壓呈正弦波形。DCM 控制方法的一個(gè)基本特點(diǎn)就是電感能量的完全傳輸, 即在每一個(gè)開關(guān)周 期中,轉(zhuǎn)換電感都必須把從電源中獲得的能量完全轉(zhuǎn)移到蓄能電容 (輸出電

28、容 中 去。 DCM 模式的輸入電流自動(dòng)跟蹤電壓,功率管實(shí)現(xiàn)零電流開通,不承受二極管 的反向恢復(fù)電流。但是由于變換器工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式下,需要較大的輸入濾 波器。開關(guān)不僅要導(dǎo)通較大的通態(tài)電流,而且將關(guān)斷更大的峰值電流并引起很大 的關(guān)斷損耗,使開關(guān)的使用壽命降低,同時(shí)還會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重電磁干擾, DCM 模式可 以采用恒頻控制、變頻控制、等面積控制等控制方法,這種工作模式的 APFC 一 般功率小于 200W 。CCM 模式的電感電流連續(xù),輸入電流紋波和輸出電流紋波小、 EMI 小,濾 波器體積小,電流峰值比 DCM 模式要小,器件的應(yīng)力相對(duì)也更小。但是它的控L制方法比較復(fù)雜,開關(guān)損耗較大,制作成本

29、也比較高,通常需要使用乘法器,采 用電流閉環(huán)控制,且開關(guān)管工作于變頻或 PWM 控制方法。這種工作模式一般適 用于大功率、大電流的產(chǎn)品中。2.5有源功率因數(shù)校正技術(shù)的控制策略按照測(cè)量控制輸入電流方法的不同, APFC 可以有多種控制策略,在電流連 續(xù)情況下,經(jīng)典控制策略中又主要有三種基本的控制方式:峰值電流控制,滯環(huán) 電流控制,和平均電流控制 78?，F(xiàn)以 Boost 型 PFC 電路為例來說明這三種控制方法的基本原理 56, 假設(shè)電路 工作模式為 CCM (電感電流連續(xù)模式 。(1峰值電流控制(Peak Current Mode Control圖 2-2是峰值電流控制模式 PFC 電路原理圖。

30、其中功率管的開關(guān)周期恒定不 變?yōu)?T 。 輸入電壓信號(hào)和輸出電壓的反饋信號(hào)相乘, 形成一個(gè)與輸入電壓同頻同相 的電流控制參考信號(hào)(基準(zhǔn)電流環(huán)信號(hào) 。功率管 S 導(dǎo)通,電感 L 充電時(shí),電感電 流的檢測(cè)信號(hào)和基準(zhǔn)電流環(huán)信號(hào)相比較,當(dāng)電感電流上升到基準(zhǔn)信號(hào)值時(shí),觸發(fā) 邏輯控制部分使功率管 S 關(guān)斷,電感開始放電,當(dāng)一個(gè)開關(guān)周期 T 結(jié)束時(shí),功率 管重新導(dǎo)通。 圖 2-3是在半個(gè)工頻周期內(nèi), 功率開關(guān)管的控制波形和電感電流波形Li 的示意圖。 圖 2-3峰值電流控制原理圖 圖 2-4峰值法控制時(shí)電感電流波形圖峰值電流控制法來實(shí)現(xiàn) Boost 型 PFC 電路時(shí)的最主要問題是:被控制量是電 感電流的峰

31、值,因此并不能保證電感電流即輸入電流平均值和輸入電壓完全成正 比,并且在一定條件下會(huì)有相當(dāng)大的誤差,以至無法滿足 THD 很小的要求;峰值 電流對(duì)噪聲也很敏感; 占空比大于 0.5時(shí)產(chǎn)生次諧波振動(dòng); 需要在比較器輸入端加 諧波補(bǔ)償。因此在 PFC 電路中,這種控制方法已經(jīng)逐漸趨于淘汰。圖 2-5滯環(huán)電流控制原理圖 圖 2-5是滯環(huán)電流控制方法實(shí)現(xiàn) Boost 型 PFC 電路的原理圖和在半個(gè)工頻周 期內(nèi),功率開關(guān)管 S 的控制波形和電感電流波形的示意圖。和峰值電流控制法不 同的是,被控制量是電感電流的變化范圍。輸入電壓信號(hào)和輸出電壓的反饋信號(hào) 相乘,形成兩個(gè)大小不同的與輸入電壓同頻同相的電流控

32、制參考信號(hào),即:上限 基準(zhǔn)電流環(huán)信號(hào)和下限基準(zhǔn)電流環(huán)信號(hào)。電感電流的檢測(cè)信號(hào)需要和兩個(gè)基準(zhǔn)電 流環(huán)信號(hào)相比較來產(chǎn)生對(duì)功率開關(guān)管的控制信號(hào),其控制步驟為:當(dāng)功率管 S 導(dǎo) 通,電感 L 充電時(shí),電感電流的檢測(cè)信號(hào)和上限基準(zhǔn)電流環(huán)信號(hào)相比較,當(dāng)電感 電流上升到上限基準(zhǔn)信號(hào)值時(shí),觸發(fā)邏輯控制部分使功率管 S 關(guān)斷,電感開始放 電;當(dāng)電感電流下降到下限基準(zhǔn)信號(hào)值時(shí),觸發(fā)邏輯控制部分使功率管 S 導(dǎo)通, 電感 L 重新充電。這種控制模式下,功率管的導(dǎo)通時(shí)間是恒定的,而關(guān)斷時(shí)間是變化的,因此功率管的開關(guān)周期是變化的。 圖 2-6中實(shí)線為電感電流 L i , max i 為上限電流基準(zhǔn), mini 為下限電

33、流基準(zhǔn)。電流滯環(huán)的寬帶度決定了電流紋波的大小,它可以是固定值, 也可以與瞬時(shí)平均電流成比例。 圖 2-6 滯環(huán)電流控制時(shí)電感電流波形圖滯環(huán)電流控制法對(duì) Boost 型 PFC 電路而言是一種較為簡單的控制方式,由于 控制中沒有外加的調(diào)制信號(hào),電流的反饋和調(diào)制集于一身,因而可以獲得很寬的 電流頻帶寬度,電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)快,具有內(nèi)在的電流限制能力等優(yōu)點(diǎn)。它的主要缺 點(diǎn)是:負(fù)載對(duì)開關(guān)頻率影響很大,因此設(shè)計(jì)濾波器時(shí),要按最低開關(guān)頻率考慮不 可能得到體積和重量最小的設(shè)計(jì);滯環(huán)寬度對(duì)開關(guān)頻率和系統(tǒng)性能影響很大,需 要合理選取;當(dāng)輸入電源電壓近零時(shí),兩個(gè)基準(zhǔn)信號(hào)的差值很小,由于比較器精 度及延遲等因素,容易引起

34、過零點(diǎn)電流死區(qū)問題,這一般需要對(duì)電路加以補(bǔ)償來 解決。(3平均電流控制 平均電流控制模式 PFC 電路原理圖 2-7所示,平均電流控制在功率因數(shù)校正 中應(yīng)用最為廣泛, 其輸入電感電流波形如圖 2-8所示。 它把輸入整流電壓和輸出電 壓誤差放大信號(hào)的乘積作為基準(zhǔn)電流,并且電流環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流平均值,使其與 輸入整流電壓同相位,并接近正弦波形。輸入電流被直接檢測(cè),與基準(zhǔn)電流比較 后,其高頻分量的變化,通過電流誤差放大器被平均化處理。放大后的平均電流 誤差與鋸齒波斜坡比較后,給開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào),并決定了其應(yīng)有的占空比,于是 電流誤差被迅速而精確地校正。圖 2-7 平均電流控制原理圖 圖 2-8 平均電流

35、法控制時(shí)的電感電流波形平均電流控制的特點(diǎn)是被控制量是輸入電流的平均值, 因此 THD 和 EMI 都很小;對(duì)噪聲不敏感;電感電流的峰值與平均值之間誤差很小;原則上可以檢測(cè)任 意拓?fù)?、任意支路的電?可以工作在 CCM 或 DCM 模式;并且開關(guān)頻率是固定 的,適用于大功率的場(chǎng)合,是目前 PFC 中應(yīng)用最多的一種控制方式。表 2-1為這三種控制方法的基本特點(diǎn), 通過對(duì)比三種控制方式的優(yōu)缺點(diǎn)來選擇 合適的控制方式。表 2-1 三種常用 PFC 控制方法 2.6本章小結(jié)本章首先分析了有源功率因數(shù)校正技術(shù)的基本原理,然后在比較 APFC 電路 幾種不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作模式特點(diǎn),同時(shí)對(duì)有源功率因數(shù)校正技術(shù)

36、的控制策略作 了詳盡的介紹。第 3章 APFC 電路的設(shè)計(jì)3.1APFC 電路的選擇Boost 型 APFC 電路的輸入電流必須被強(qiáng)制或調(diào)節(jié)到同輸入電壓成正比,需 要反饋信號(hào)來控制輸入電流,可采用峰值電流型控制,滯環(huán)電流型控制和平均電 流型控制。峰值電流型控制有一個(gè)低增益、寬頻帶的電流環(huán),其通常不適于高性 能的 APFC ,因?yàn)樵谡{(diào)節(jié)信號(hào)和電流之間存在嚴(yán)重誤差,這將產(chǎn)生畸變和低功率 因數(shù);滯環(huán)電流控制由于負(fù)載大小對(duì)開關(guān)頻率影響很大,無法得到體積和重量最 小的設(shè)計(jì);而平均電流型控制則在圍繞升壓功率級(jí)的反饋環(huán)路中用一個(gè)放大器使 輸入電流以極小的誤差跟蹤調(diào)節(jié)信號(hào),達(dá)到高功率因數(shù),同時(shí)相對(duì)比較容易控制

37、, 而且定頻電流控制,穩(wěn)定性高、失真小,對(duì)于中、大功率開關(guān)電源比較適合。本 章首先來分析平均電流控制 Boost 型 APFC 電路的工作原理, 然后在此基礎(chǔ)上對(duì) 其進(jìn)行小信號(hào)建模。相比較而言,升壓式 APFC 具有功率因數(shù)高,電流波形失真 小,輸出電壓高等顯著優(yōu)點(diǎn),因此,功率因數(shù)校正電路選擇升壓型主電路。 圖 3-1Boost 有源功率因數(shù)校正原理圖L根據(jù)第二章中關(guān)于 APFC 控制方式的介紹, 結(jié)合各自的優(yōu)缺點(diǎn), 我們選擇 CCM 控制模式下的平均電流控制方案,并基于集成芯片 UC3854設(shè)計(jì)起參數(shù)和建立仿真 模型。 UC3854是美國 Unitrode 公司開發(fā)的基于平均電流的 Boos

38、t 型 APFC 控制 IC , 具 有帶寬高,輸入電流跟蹤能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)。APFC 電路同時(shí)具有整流和穩(wěn)壓功能,即整流要求輸入功率因數(shù)為 1,穩(wěn)壓要 求輸出電壓穩(wěn)定。為此, PFC 電路必須同時(shí)引入電壓和電流反饋構(gòu)成一個(gè)雙環(huán)控 制系統(tǒng),外環(huán)實(shí)現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定,內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)輸入電流整形,使之成為與輸入電壓 同相位的標(biāo)準(zhǔn)正弦波。現(xiàn)介紹 Boost 型功率因數(shù)校正電路的基本原理 9。圖 3-1所示為一個(gè) Boost 有 源功率因數(shù)校正器的原理圖。主電路由單相橋式整流器和 DC/DC變換器組成,控 制電路包括基準(zhǔn)電壓refV 及電壓誤差放大器 V A 、乘法器 M 、電流誤差放大器 CA 、 脈寬調(diào)制器和驅(qū)

39、動(dòng)器等組成,負(fù)載可以是一個(gè)開關(guān)電源。Boost 型 APFC 的工作原理如下:主電路的輸出電壓與基準(zhǔn)電壓值比較后,輸 入給電壓誤差放大器,電壓誤差放大器的輸出和整流后的輸入電壓共同加到乘法 器中,乘法器的輸出作為電流反饋控制的基準(zhǔn)值,與檢測(cè)到的輸入電流信號(hào)進(jìn)行 比較后,輸入到電流誤差放大器并加到 PWM 及驅(qū)動(dòng)器,來控制開關(guān) S 的通斷, 從而使輸入電流(即電感電流與整流輸入電壓波形基本同相,使電流諧波大為 減少,提高了輸入端功率因數(shù),同時(shí)保持輸出電壓穩(wěn)定。3.2APFC 電路的參數(shù)設(shè)計(jì)本文說研究的單相 Boost 有源功率因數(shù)校正器,其技術(shù)指標(biāo)如下:輸入交流電壓inV :80270V輸入頻率

40、 f :50Hz輸出直流電壓oV :400V開關(guān)頻率sf :100KHz輸出功率 P :500W功率因數(shù) PF :>0.99功率因數(shù)校正主要實(shí)現(xiàn)兩個(gè)目的:控制輸入電流波形,使其跟蹤輸入電壓波 形,從而得到高輸入功率因數(shù);為后一級(jí)電路提供平滑的直流電壓。(1升壓電感電感器在線路中起著能量的傳遞、儲(chǔ)存和濾波等作用,并決定了輸入端的高 頻紋波電流總量,因此按照限制電流脈動(dòng)最小的原則來確定電感值?？紤]最差的 情況 :輸出功率最大,輸入電壓最低。此時(shí),輸入電流最大,紋波也最大,為了保證在這種情況下輸入電流的紋波仍然滿足要求,電感的設(shè)計(jì)應(yīng)該在輸入電壓最低 的點(diǎn)進(jìn)行計(jì)算。設(shè)最大峰值電流 PK I 為:

41、(84. 88050022min A V P I IN INPK = 式中,令 o IN P P =。設(shè)定允許的電感電流的最大紋波 L I , 通常選擇在最大峰值線路電流的 20%左 右,即允許的電感電流由 20%的波動(dòng),由 (8. 184. 82. 02. 0P P PK L A I I -=確定 電感電流出現(xiàn)最大峰值時(shí)的占空比,當(dāng)輸入電壓達(dá)到峰值的時(shí)候,輸入電流也應(yīng) 該達(dá)到峰值,此時(shí)的電流紋波最大,因此,應(yīng)在最小輸入電壓的峰值點(diǎn)處計(jì)算占 空比,有71. 04008024002min =-=-=o IN o V V V D 計(jì)算升壓電感值為:(45. 08. 110000071. 08022

42、min mH I f D V L L s IN = 本設(shè)計(jì)中 L 實(shí)取值為 0.5mH 。(2輸出電容本設(shè)計(jì)以滿足維持時(shí)間要求為準(zhǔn)則。維持時(shí)間是指在輸入電源被關(guān)閉之后, 輸出電壓仍然保持在規(guī)定范圍內(nèi)的時(shí)間長度。維持時(shí)間是以下電參量的函數(shù):儲(chǔ) 存在輸出電容器中的能量總和、負(fù)載功率、輸出電壓及能使負(fù)載工作的最小電壓。 所以用維持時(shí)間 t 來確定輸出電容值的計(jì)算公式為:2(min202o o U U t P C -= (3-1 取 t 為 36ms ,則F C 960350400036. 0500222=-= 電容 C 取值為 F 960。(3電流取樣電阻通常有兩種電流傳感檢測(cè)方法,即在變換器接地線

43、返回端串聯(lián)一個(gè)取樣電阻 來檢測(cè)輸入電流或用兩個(gè)電流互感器。采用取樣電阻檢測(cè)輸入電流要比電流互感 器成本低,它主要使用于功率和輸入電流較小的場(chǎng)合。故本設(shè)計(jì)選擇取樣電阻來 檢測(cè)輸入電流的方法。電流取樣電阻 s R 上的壓降 s V 作為輸入電流取樣信號(hào),通過 電流環(huán)的調(diào)節(jié)作用,使輸入電流呈正弦波形。電流取樣電阻 s R 上的電壓的典型值 為 V V s 0. 1=。求出 (74. 99. 084. 82(max A I I I PK PK =+=+=電流取樣電阻值 (1. 074. =PK s I R ,選取 0.15峰值檢測(cè)電壓的實(shí)際值 (3. 115. 084. 8V R I V s PK R

44、S =。(4功率開關(guān)管和二極管當(dāng)功率開關(guān)管導(dǎo)通時(shí),二極管反向截止,流經(jīng)開關(guān)管的電流為電感電流,二 極管上的反向電壓為輸出電壓;當(dāng)功率開關(guān)管關(guān)斷時(shí),二極管正向?qū)?開關(guān)管 上的電壓為輸出電壓,流經(jīng)二極管的電流為電感電流。因此在選擇功率開關(guān)管和 二極管時(shí),其額定電壓必須大于輸出電壓,額定電流必須大于電感電流的最大值。 電壓考慮 1. 2倍的安全裕量,電流考慮 1. 5倍的安全裕量,則V V V o s CEM 4804002. 12. 1 (=>, A I I L s CEM 26. 1384. 85. 15. 1(max (=>。(1 控制電路的建模 10111電流調(diào)節(jié)器的建模電流控

45、制環(huán)由電流誤差放大器、 PWM 比較器和功率級(jí)組成,電流環(huán)的結(jié)構(gòu)圖 如圖 3-2所示。圖中 (s G CA 是電流誤差放大器的傳遞函數(shù), (s G PWM 是脈沖寬度調(diào) 節(jié)器 PWM 的傳遞函數(shù), (s G PS 表示主電路上 S R 兩端電壓受占空比 D 控制的小信 號(hào)傳遞函數(shù)。 功率級(jí)傳遞函數(shù):sLR V sL s D R s D V s D s V s G S o ON S ON o ON S PS = ( ( ( ( ( (3-2 式中 (s V S 為取樣電阻 S R 上的電壓, o V 為功率電路輸出電壓, L 為功率電路電 感。 圖 3-2 電流控制環(huán)結(jié)構(gòu)PWM 比較器的傳遞函數(shù)

46、為:SON PWM V V D s G 1 (=- (3-3其中 S V 為振蕩器斜坡電壓峰峰值。 UC3854中的 S V 為 5.2V 。 圖 3-3 電流誤差放大器電流誤差放大器及其補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的結(jié)構(gòu)圖如圖 3-3所示, 根據(jù)虛短、 虛斷的原理, 可求其傳遞函數(shù)為:1111 (21111+=+=s T s T s K s C R C R C R s G CP C CZ CZ CZ C CA (3-4 式中 CZC C R K 111=, CZ CZ C R T =1, CP CZ C R T =2。 2電壓調(diào)節(jié)器的建模電壓環(huán)由電壓誤差放大器和升壓級(jí)組成,結(jié)構(gòu)圖如圖 3-4所示。 圖 3-4

47、電壓環(huán)結(jié)構(gòu) 圖 3-5 電壓誤差放大器電壓誤差放大器如圖 3-5所示,傳遞函數(shù)為 1213:111 (321+=+=s T K s R C R R s G VF VF V VF EA (3-5s Mo Mo IV R VD R式中 12V VF R R K =, VF VF C R T =3。 按照輸入功率表示的升壓級(jí)傳遞函數(shù)為 s K V V sC P s G VEA o o IN bst 3 (=(3-6 式中, (s G bst 是包括乘法器、除法器、平方器在內(nèi)的升壓級(jí)增益, IN P 為平均 輸入功率, o C 為輸出電容, VEA V 是電壓誤差放大器的輸出電壓范圍(VEA V =4

48、V o V 是輸出直流電壓, VEAo o IN V V C P K =3。 (2 電流調(diào)節(jié)器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)1開關(guān)頻率點(diǎn)的電流誤差放大器增益計(jì)算因電感電流下斜在檢測(cè)電阻上的電壓,然后除以開關(guān)頻率,用 s R 代替電 流互感器(N R s ,方程式為:ss o RS Lf R V V = (3-7 即 (2. 1 1000000005. 0( 15. 0400(PP RS V V =,該電壓必須等于 s V 的峰峰值,即定時(shí)電容上的電壓(5.2V 。則誤差放大器的 增益為:3. 42. 2. 5=RS s CA V V G 。2反饋電阻器,設(shè) 1C R 等于 0m R :=k R R m C

49、401,=k k R G R C CA CZ 2. 1743. 41。3電流環(huán)穿越頻率 Ci f12C s CZ s o Ci R L V R R V f = (3-8 代入數(shù)值得 kHZ f Ci 8. 15=4零點(diǎn)補(bǔ)償電容 CZ C考慮到電流環(huán)路的截止頻率設(shè)在 15.8kHZ ,相位容限為 45,零點(diǎn)頻率等于截 止頻率,即在環(huán)路的截止頻率值頻率設(shè)零點(diǎn),則零點(diǎn)補(bǔ)償電容:pF kk R f C CZ ci CZ 5862. 178. 152121=,取 620pF 。 5極點(diǎn)補(bǔ)償電容 CP C極點(diǎn)頻率至少高于功率開關(guān)切換頻率的一半,即極點(diǎn)必須在 2s f 以上,則極 點(diǎn)補(bǔ)償電容為:pF kk

50、R f C CZ s CP 922. 171002121=,取 pF 92。(3 電壓調(diào)節(jié)器補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計(jì)1輸出紋波電壓主電路的輸出紋波電壓由下式給定,式中 R f 是二次諧波紋波頻率:(240096010025002V p V C f P V o o R IN OPK = 2放大器的輸出紋波電壓和增益為了使 OPK V 減小到電壓誤差放大器輸出所允許的紋波電壓, 應(yīng)按如下關(guān)系設(shè) 置電壓誤差放大器在二次諧波頻率點(diǎn)上的增益值:OPKVAO VA V V G =紋波 % (3-9 按規(guī)定取交流輸入電流的三次諧波為 3%, 電壓誤差放大器輸出端占 1.5%, 且 該端口的電位對(duì)于 UC3854而言

51、, 415=-=VAO V ,故 03. 02015. 04=VA G 。3反饋網(wǎng)絡(luò)的數(shù)值已知 VA G ,可求出電壓誤差放大器反饋回路中的元件 VF C 值,F k G R f C VA V R VF 103. 003. 051110021211= 式中 R f 為工頻的二次諧波頻率, VI R 的值是一個(gè)適當(dāng)?shù)娜我庵?一般取 =k R VI 511。4設(shè)置直流輸入電壓,利用 REF VI REF O VD V R V V R =- (,可得=-=-=k k V V V R R REF O REF VI VD 8. 9 5. 7400(. 7511 (,取 10k 。 5求出極點(diǎn)頻率22 2(=VF O VI O VAO IN Vi C C R V V P f (3-10 HZ p k f Vi 5. 12 2(103. 096051140045002= 6求 VF R=k C f R VF VI VF 124103. 05. 122121 3.3 本章小結(jié)本章確定了本文的研究對(duì)象為平均電流控制的 Boost 型 APFC 電路, 并對(duì)主電 路的參