華北電力大學_通信系統(tǒng)原理第5章

1、第第5 5章章 模擬信號的數(shù)字傳輸模擬信號的數(shù)字傳輸通信系統(tǒng)原理第第5章章 模擬信號的數(shù)字傳輸模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 5.1 引言引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 基于微機的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)基于微機的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)5.1 引言引言n在數(shù)字通信系統(tǒng)中信道傳輸?shù)氖菙?shù)字信號。但自然在數(shù)字通信系統(tǒng)中信道傳輸?shù)氖菙?shù)字信號。但自然界中，有些信源是以模擬形式出現(xiàn)的，如話音、圖界中，有些信源是以模擬形式出現(xiàn)的，如話

2、音、圖像等。因此在進行數(shù)字通信時往往需先對信號（模像等。因此在進行數(shù)字通信時往往需先對信號（模擬的）數(shù)字化。擬的）數(shù)字化。n 本章重點討論模擬信號數(shù)字化的基本方法。主要本章重點討論模擬信號數(shù)字化的基本方法。主要有有PCM 、M和和ADPCM 。模擬信號的數(shù)字傳輸系統(tǒng)模擬信號源信宿數(shù)字通信系統(tǒng)m(t)模擬隨機信號sk數(shù)字隨機序列mk(t)skA/DD/A模擬信號數(shù)字化的過程一般分三步模擬信號數(shù)字化的過程一般分三步 抽樣抽樣：指抽取樣值，抽樣的：指抽取樣值，抽樣的多少以及快慢多少以及快慢對通信的對通信的性能指標性能指標有決定性的影響。在通信中抽樣點太少容易失真，太多時數(shù)據(jù)有決定性的影響。在通信中抽

3、樣點太少容易失真，太多時數(shù)據(jù)量大，傳輸時間長，效率低。（帶寬大，因量大，傳輸時間長，效率低。（帶寬大，因Rb大）。大）。 抽樣類似物理實驗中實驗曲線的描繪。抽樣類似物理實驗中實驗曲線的描繪。 量化：量化：抽樣值可以取無窮個，但量化電平值有限。抽樣值可以取無窮個，但量化電平值有限。 編碼：編碼：將抽樣值利用將抽樣值利用N個二進制信號個二進制信號表示表示第第5章章 模擬信號的數(shù)字傳輸模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 5.2 模擬信號的抽樣模擬信號的抽樣5.3 實際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應差分脈沖 調(diào)制（ADPCM

4、）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 5.2 模擬信號的抽樣模擬信號的抽樣5.2.1 5.2.1 低通抽樣定理低通抽樣定理1、定理描述、定理描述 Hf頻率受限于（0， ）的時間連續(xù)信號m(t) ,sfHf若抽樣頻率 不小于2 ，則m(t)可被其抽樣值完全確定。HsfT21。2.2.證明證明（包含兩個問題）（包含兩個問題）模型模型)()()(ttmtmsTs的值。于相應抽樣時刻上秒的沖激序列，強度等為乘積的結果：均勻間隔周期性沖激函數(shù))(: )(tmTtsTs1)所有信息包含已抽離散樣值)()(tmtms頻率卷積nsTsTsnMMMss)()(21)()(21)()(

5、)(nsTsTnsnsssnMTM)(1)(問題：如何確定抽樣頻率的選擇？問題：如何確定抽樣頻率的選擇？利用圖解法解釋利用圖解法解釋 已抽樣信號已抽樣信號m ms s(t)(t)的頻譜的頻譜 是是無窮多個間隔為無窮多個間隔為 的的 相疊加而成。意味著相疊加而成。意味著 包含包含 的全部信息。的全部信息。)(MS)(MS)(M)(Ms已抽樣信號的頻譜已抽樣信號的頻譜nsssnMTM)(1)(抽樣定理的全過程：得到結論：HsHHsfT)f(T212222奈奎斯特間隔：奈奎斯特間隔：抽樣的最大時間間隔：抽樣的最大時間間隔：注意：注意： 當抽樣間隔大于奈奎斯特間隔時，抽樣函數(shù)的頻譜會重疊。當抽樣間隔大

6、于奈奎斯特間隔時，抽樣函數(shù)的頻譜會重疊。)2(Hsff 抽樣頻率不同時， 的變化如圖sM ( )2) 2) 如何利用抽樣值恢復原始信號如何利用抽樣值恢復原始信號)(M)(GT)(M)(MT)(G)n(MT)(M)(G).(M)(MsssnnsssHsHHH22211所以：因此：頻譜的低通濾波器便可得到通過截止頻率為將HHHaHHsinth(t)S (t)t從時域上分析：)nTstSam)t(Sa)nTt (m)t (mn)t (m:m )nTt (m)t (m)t(Sa)t (m)t ( h)t (mT)t (mHnnnHsnnnnsnnnsHsss（個抽樣的第已知：濾波器濾波器的傳遞的傳遞函

7、數(shù)函數(shù)m(t)在時間域的表達式可以由抽樣值構成，即將每個抽樣值和一個抽樣函數(shù)相乘后和一個抽樣函數(shù)相乘后得到的波形加起來就得到原信號m(t)?；赟ystemvue仿真500Hz抽樣恢復的波形抽樣恢復的波形已抽樣序列已抽樣序列原始波形原始波形100Hz抽樣恢復抽樣恢復的波形的波形200Hz抽樣恢抽樣恢復的波復的波形形問題：帶通信號的抽樣 當連續(xù)信號的頻帶不是限于0與fH之間，而是限制在 之間，其抽樣速率如何確定？)ff(HL5.2.2 帶通抽樣定理帶通抽樣定理1 .描述：描述：頻率受限于（ Lf，Hf）的模擬信號m(t),其最小抽樣頻率滿足：sminf=2BHfnB當sminkf2B(1)n當H

8、fnBkB0k1HLB=ff證明第（證明第（1 1）種情況）種情況n特點：該帶通信號的最高頻率和最低頻率是帶寬的特點：該帶通信號的最高頻率和最低頻率是帶寬的整數(shù)倍。整數(shù)倍。HfnB關于sminf=2BHfnB當則：抽樣頻率為則：抽樣頻率為帶通信號帶寬帶通信號帶寬的兩倍。的兩倍。示意圖證明第（證明第（2 2）種情況）種情況n帶通信號的最高頻率fH不是帶寬B的整數(shù)倍。HfnBkB時，證明如下，這里n=5 取整|BfnH抽樣頻率的選取原則：已抽樣信號的頻譜不發(fā)生重疊。已抽樣信號的頻譜不發(fā)生重疊。按照頻率卷積定理頻率卷積定理6BT()5B4B2B6B4B2B6BM( )5B4B6B5B4B2BfH=n

9、B+kB(n=5)時帶通信號的抽樣6B5B4B2B6B4B2B2fH2nB2fH- 2nB每次需多移 H2f2nBn，這樣原來只隔2B，再加上多移的 HsfnBf2B2nkB2B2nk2B(1)nHfnBkB其中：抽樣頻率與信號最低頻率抽樣頻率與信號最低頻率fL之間的關系之間的關系LHsffBnkBf)1 (2結論：結論：實際中的窄帶高頻信號，其抽樣頻率近似等于2B。因為這時n很大。 應用應用： FDM數(shù)字化，數(shù)字化，SBC子帶編碼子帶編碼例題例題5-11.某音頻信號頻率范圍是20-15000Hz，對其進行抽樣，問題：抽樣頻率為多少？為了降低抽樣頻率，讓信號先經(jīng)過一個低通濾波器，截止頻率為60

10、00Hz，問抽樣頻率為13000Hz時，能否從樣值中無失真的恢復出來？如果抽樣頻率為11000Hz時，情況如何？2.某帶通信號，頻率范圍是2100Hz-2400Hz，那么，抽樣頻率最小為多少？思考：n抽樣定理的意義是什么？n對于同一信號，抽樣頻率的高低有什么影響？n舉例說出抽樣定理的應用實例第第5章章 模擬信號的數(shù)字傳輸模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 5.3 實際抽樣實際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)

11、5.3 5.3 實際抽樣實際抽樣 前面抽樣定理用的前面抽樣定理用的周期性沖激序列周期性沖激序列實際上不易產(chǎn)生，實際上不易產(chǎn)生，通常用通常用窄脈沖串窄脈沖串來完成抽樣。具體試驗方法又分為下面兩來完成抽樣。具體試驗方法又分為下面兩種：種： 自然抽樣（曲頂）自然抽樣（曲頂） 瞬時抽樣（平頂）瞬時抽樣（平頂） 5.3.1 自然抽樣（曲頂）自然抽樣（曲頂）模型：模型：圖解法觀察過程如下：圖解法觀察過程如下：脈沖載波脈沖載波S Sp p(t)(t)由脈寬為由脈寬為 秒，重復周期為秒，重復周期為TsTs秒的矩形脈沖串秒的矩形脈沖串組成。組成。定義：已抽樣信號的脈沖定義：已抽樣信號的脈沖“頂部頂部”隨隨m(t

12、)變化的，即在頂部變化的，即在頂部保持了保持了m(t)的變化規(guī)律的變化規(guī)律。例5-2* 周期性矩形脈沖信號的頻譜復習矩形周期脈沖矩形周期脈沖的頻譜)2(1)(12222sastjnsTTtjnsnnSTAdtAeTdtetfTcssssssnssasnsnTnnSTAncF2)()2(2)(2)(從數(shù)學表達式數(shù)學表達式考慮：sp1M ( )M( ) S ( )2pskS (t)AG (tkT)t (S)t (m)t (mps因為已知：因為已知：kssaskssasskMkSTAMkkSTAM)()2()( )()2()(sssskAM ( )SaM(k)T2（）已抽樣信號的頻譜為：采用矩形窄采

13、用矩形窄脈沖抽樣的脈沖抽樣的頻譜與沖激頻譜與沖激脈沖抽樣的脈沖抽樣的頻譜很類似，頻譜很類似，區(qū)別僅在于區(qū)別僅在于包絡按抽樣包絡按抽樣函數(shù)逐漸衰函數(shù)逐漸衰減減理想抽樣理想抽樣自然抽樣自然抽樣5.3.2 5.3.2 瞬時抽樣瞬時抽樣1.提出原因：提出原因：2.實現(xiàn)方法：實現(xiàn)方法：3、瞬時抽樣（平頂）模型)()(1 )()( )()()( )(1 )()(21)( )()()( snsssssnssssTsnMHTHMMHMnMTnMMttmtm的輸出：通過濾波器后 平頂抽樣信號的頻譜是由H()加權后加權后的周期性重復周期性重復的頻譜頻譜所組成，不能在接收端直接利用低通濾波器來濾出所需的基帶信號。這

14、種現(xiàn)象稱為孔徑失真孔徑失真.sM ( )M( )得到的 使原頻譜 產(chǎn)生頻率失真產(chǎn)生頻率失真依賴LPFLPF無法恢復無法恢復。所以，恢復模型變?yōu)椋核?，恢復模型變?yōu)椋?抽樣化的信號為平頂，高度為抽樣時刻的瞬時值。下面比較三種抽樣 sm (t)，sM( )及恢復方法。 )n(M)(HT)(Msnss1已知： 內(nèi) 容類型抽樣模型 恢復模型 ms(t) Ms() 說明 理想理想抽樣抽樣用低通濾波器可無失真恢復原模擬信號m(t) 自然自然抽樣抽樣用低通濾波器可無失真恢復原模擬信號m(t)瞬時瞬時抽樣抽樣 樣值信號產(chǎn)生了孔徑失真，收端需要采用型頻率補償網(wǎng)絡才能無失真恢復原模擬信號m(t)備注 用到的付里葉

15、變換對：m(t)ms(t)T(t)(1sskMTm(t)ms(t)s p (t)()2(ssaskMkSTALPFms(t)m(t)LPFms(t)m(t)()(SkTtAGtm)()(SSkTtkTmm(t)ms(t)T(t)脈沖形成ms(t)()(SSkTtAGkTm),2()(),()2(2)()(, )(2)()(),()(assasspsSsTTsAtAGthkksTAkTtGAtskTkTttMtmSs）（脈沖形成)n(M)(HT)(Msnss1第第5章章 模擬信號的數(shù)字傳輸模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實際抽樣5.4 5.4 脈沖調(diào)制脈沖調(diào)制5.5

16、模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 5.4 脈沖調(diào)制脈沖調(diào)制1 1、定義：、定義： 用基帶信號（調(diào)制信號）去改變用基帶信號（調(diào)制信號）去改變脈沖的某脈沖的某些參數(shù)些參數(shù)，稱為脈沖調(diào)制。，稱為脈沖調(diào)制。2 2、分類：、分類： 相應有相應有PAMPAM（脈幅調(diào)制）、（脈幅調(diào)制）、PDMPDM（脈寬調(diào)制）（脈寬調(diào)制）和和PPMPPM（脈位調(diào)制）。（脈位調(diào)制）。 第第5章章 模擬信號的數(shù)字傳輸模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實際抽樣5.4 脈

17、沖調(diào)制5.5 5.5 模擬信號的量化模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 5.5 模擬信號的量化模擬信號的量化提出原因： 模擬信號抽樣以后，抽樣值可以有無窮多個，如果用模擬信號抽樣以后，抽樣值可以有無窮多個，如果用N N個個二進制數(shù)字信號二進制數(shù)字信號表示該樣值的大小，只有有限個電平與之對表示該樣值的大小，只有有限個電平與之對應，因此，抽樣值必須必須被劃分為應，因此，抽樣值必須必須被劃分為M M個離散電平，即量化個離散電平，即量化電平。電平。一組二進制碼：(an-

18、1, an-2, , a1, a0) 則 D=an-12n-1+an-22n-2+a121+a020便是其對應的十進數(shù)（表示量化電平值）。 這種“可加性可加性”可簡化譯碼器的結構。5.5.1 量化及其量化特性 1. 1. 量化定義：量化定義：2 .2 .量化信號量化信號 用預先規(guī)定的有限個電平預先規(guī)定的有限個電平來表示模擬抽樣值的過 程，如后圖。qSm (kT)量化器的輸出樣值 實際抽樣值 )(skTm量化過程示意圖m1等：量化區(qū)間的端點3. 量化電平量化電平 1q.MqqSim (kT )q指量化器可能的輸出電平，M為量化電平數(shù)。 4. 量化間隔量化間隔：為量化區(qū)間端點：為量化區(qū)間iiiii

19、mmmmmv),(11時當isim)KT(mm15 .5 .量化誤差量化誤差 只能減?。炕娖絺€數(shù)多一點），無法消除，也稱量化噪聲量化噪聲，大小由個數(shù)及方法決定。 6 .6 .量化噪聲量化噪聲202qqE m(t)SNE m(t)m (t)量化信噪比量化信噪比是量化器的主要性能指標之一 。)()(sqsqkTmkTme它要求它要求兩個方面兩個方面滿足要求：滿足要求： 取值大小 25dB以上動態(tài)范圍 -545 或050dB以（a,b）或（-a，a）表示都滿足要求都滿足要求 PCM系統(tǒng)抗噪聲性能也主要由系統(tǒng)抗噪聲性能也主要由量化信噪比量化信噪比決定。決定。 7. 過載量化噪聲過載量化噪聲 當實際

20、信號幅度超過量化范圍時，稱發(fā)生了過載，當實際信號幅度超過量化范圍時，稱發(fā)生了過載，此時失真嚴重。此時失真嚴重。 量化器的工作要求：量化器的工作要求：5.5.2 均勻量化n把輸入信號的取值域等距離分割的量化為均勻量化。把輸入信號的取值域等距離分割的量化為均勻量化。n特點：特點：(1) 每個量化區(qū)間的每個量化區(qū)間的量化電平量化電平取取各個量化區(qū)間各個量化區(qū)間的中點。的中點。(2) 量化間隔量化間隔取決于輸入信號的變化范圍和量化電平數(shù)。取決于輸入信號的變化范圍和量化電平數(shù)。1.1.定義定義 v例如：當信號的變化范圍和量化電平數(shù)確定后，量化間隔也確定。當信號范圍當信號范圍a，b, M個量化電平。個量化

21、電平。 MimmqiqviamimmkTsmmqmMabviiiiiiiiiq.3 , 2 , 12:)(,11，可表示為個量化區(qū)間的量化電平第個量化區(qū)間的終點，即第當量化器的輸出：量化間隔：2vviaqi2 2、量化信噪比、量化信噪比n信號功率和量化噪聲功率之比是量化器的主要指標信號功率和量化噪聲功率之比是量化器的主要指標0qSN定義又分別求：按 Mimmibaqqqiidx)x(f)qx(dx)x(f)mx()mm(EN12221badxxfxtmES)()(220qNS0例例5-3 設一個設一個M個量化電平的均勻量化器，其輸入信號在區(qū)間個量化電平的均勻量化器，其輸入信號在區(qū)間-a,a具具

22、有均勻概率密度函數(shù)，求該量化器的信號量噪比。有均勻概率密度函數(shù)，求該量化器的信號量噪比。2311)1(212)(12112)(21)21()2()21()(1vvadxavviaxdxaqxNMiMiviaviaMimmiqii aM22022201221MNS)v(MdxaxSqaa0qN0qS()dB20lgMNM=2S()dB=6NNN增加1位，提高6dB。 信號功率信號功率要想提高要想提高 ，均勻量化只好提高，均勻量化只好提高M，而，而M大了，相大了，相應編碼位數(shù)應編碼位數(shù)N大，數(shù)據(jù)速率高，有效性低。大，數(shù)據(jù)速率高，有效性低。0qSN20MNSq根據(jù)已得到的結論： 由上例可知，量化信噪

23、比隨由上例可知，量化信噪比隨量化電平數(shù)量化電平數(shù)M的增加而提高，的增加而提高， 信號的失真度越小。通常量化電平數(shù)應根據(jù)對量化信噪比的信號的失真度越小。通常量化電平數(shù)應根據(jù)對量化信噪比的要求來確定。要求來確定。 均勻量化器廣泛應用于均勻量化器廣泛應用于線性線性A/D變換變換接口，例如在計算接口，例如在計算機的機的A/D變換中，變換中，N為為A/D變換器的位數(shù)，常用的有變換器的位數(shù)，常用的有 8位、位、12位、位、 16位等不同精度。另外，在遙測遙控系統(tǒng)、儀表、圖像位等不同精度。另外，在遙測遙控系統(tǒng)、儀表、圖像信號的數(shù)字化接口等中，也都使用均勻量化器。信號的數(shù)字化接口等中，也都使用均勻量化器。 結

24、論和應用結論和應用20MNSq小，信號 均勻量化有一個致命的缺點，就是不管信號幅度大小如何大時 0qSN大。 0qSNqN (t)始終不變，這導致信號小時 變化，其 所以實際中常采用非均勻量化，大信號量化間隔大，小信號時量化間隔隔小，使得0qSN趨于定值。 缺點缺點：但在語音信號數(shù)字化通信（或叫數(shù)字電話通信）中，均勻量化則有一個明顯的不足：量化噪比隨信號電平信號電平的減小而下降減小而下降。 5.5.3 非均勻量化非均勻量化出發(fā)點：出發(fā)點： 是根據(jù)信號的不同區(qū)間來確定量化間隔，目的是改是根據(jù)信號的不同區(qū)間來確定量化間隔，目的是改善小信號時的量化信噪比。善小信號時的量化信噪比。與均勻量化相比，優(yōu)點

25、：與均勻量化相比，優(yōu)點：（1 1）當輸入信號具有非均勻分布的概率密度時，非均勻）當輸入信號具有非均勻分布的概率密度時，非均勻量化器的輸出端可以得到較高的平均信號量化噪聲功率量化器的輸出端可以得到較高的平均信號量化噪聲功率比。比。（2 2）非均勻量化時，量化噪聲功率的均方根值基本上與）非均勻量化時，量化噪聲功率的均方根值基本上與信號的抽樣值成比例。信號的抽樣值成比例。 實現(xiàn)方法：實現(xiàn)方法： 實際中，非均勻量化的實現(xiàn)方法通常是將抽樣值實際中，非均勻量化的實現(xiàn)方法通常是將抽樣值通過壓縮再進行均勻量化。所謂壓縮實際上是用一個通過壓縮再進行均勻量化。所謂壓縮實際上是用一個非線性變換電路將輸入變量變換成另

26、一變量，即非線性變換電路將輸入變量變換成另一變量，即 非均勻量化就是對壓縮后的變量進行均勻量化。非均勻量化就是對壓縮后的變量進行均勻量化。接收端采用一個傳輸特性為接收端采用一個傳輸特性為 的擴張器來恢復的擴張器來恢復 )x(fy )y(fx1通常采用對數(shù)壓擴特性對數(shù)壓擴特性1. 對數(shù)壓縮特性對數(shù)壓縮特性實際廣泛采用A律和律Axy1ln A10 xA（線性線性）1+lnAxy1ln A1x1A（對數(shù)）(1) A A律壓縮律壓縮 ：中國和歐洲采用中國和歐洲采用其中A=87.6（2）律壓縮：日本和北美采用律壓縮：日本和北美采用ln(1),01ln(1)xyx電壓壓縮器可能的最大輸出壓縮器的輸出電壓y

27、電壓壓縮器可能的最大輸入壓縮器的輸入電壓x常見壓擴特性曲線， 對數(shù)壓縮特性 (a) 律； (b)A律y120010030 01x(a)y1y1b1ay1 lnAAxx1A1y11 lnA1y1 lnA1 lnAx(b)0 x小信號區(qū)域大信號區(qū)域0n實際中實際中 A A律壓縮實現(xiàn)不律壓縮實現(xiàn)不容易，因為器件的非線容易，因為器件的非線性不易產(chǎn)生，且壓縮與性不易產(chǎn)生，且壓縮與擴張又不好完全一致。擴張又不好完全一致。故實際上采用另一種折故實際上采用另一種折線法。線法。 2 2、折線近似法、折線近似法（1）13折線近似（折線近似（A律）律）方法：先把方法：先把x軸信號幅度作歸一化處理（最大幅度值為軸信號

28、幅度作歸一化處理（最大幅度值為1），），然后把然后把y軸信號幅度作歸一化處理。軸信號幅度作歸一化處理。X軸：軸：01范圍范圍 一分為二，中間點為一分為二，中間點為1/2，取，取1/21之間為第八段之間為第八段01/2范圍范圍 一分為二，中間點為一分為二，中間點為1/4,取取1/41/2為第七段為第七段01/4范圍范圍 一分為二，中間點為一分為二，中間點為1/8，取，取1/81/4為第六段為第六段01/8范圍范圍 一分為二，中間點為一分為二，中間點為1/16，取，取1/161/8為第五段為第五段01/16范圍 一分為二，中間點為1/32，取1/321/16為第四段01/32范圍 一分為二，中間點

29、為1/64，取1/641/32為第三段01/64范圍 一分為二，中間點為1/128，取1/1281/64為第二段01/128范圍 ，取01/128為第一段 而y軸01均勻分為八段，一到八段為01/8，1/82/8,112816413211618141211y1313折線折線A A律壓縮特性律壓縮特性計算各段的斜率計算各段的斜率4816163218164181128181128181第四段：第三段：第二段：第一段：41211221814181818116181第八段：第七段：第六段：第五段：n正方向八段，但一、二段斜率相同，實際是七段，n負方向也有八段（在第三象限），共負方向也有八段（在第三象限

30、），共14段，負一、二段，負一、二段與正一、二段斜率相同，故稱段與正一、二段斜率相同，故稱13折線，實際上有折線，實際上有16個線段。個線段。n將每個線段再均勻分為16個量化間隔（015），這樣共有16*16=256個量化級（話音）。分析13折線與A律的逼近程度：比較：兩種小信號時斜率比較：兩種小信號時斜率A律： Axy1lnAA161ln Adydx13折線：18161128yx值，計算當xyeAxyxeAxAxyAAxyyeA)88,87.84,83,82()(1ln) 1(ln)ln(lnln1ln1ln1ln11其他段也基本相同很逼近。 Axy1ln A100“1” 0 C1 =1Is

31、0 C1 =1(2) (2) 段落碼段落碼 段落碼中的段落碼中的C2C2用來表示輸入信號抽樣值處于（前四、用來表示輸入信號抽樣值處于（前四、后四）段，取后四）段，取第五段起點電平第五段起點電平為基準為基準 Iw=128Iw=128n C2：IS=1270128，則，則C21nC3用來確定它屬于用來確定它屬于56段，還是段，還是78段。段。 第第7段起點電平段起點電平Iw=512 IsIw C3 =1 在在78段段n C4確定是第確定是第7段還是第段還是第8段段 第第8段起點電平段起點電平Iw=1024 IsIw C4 =1 在第在第8段段C2C3C4=111確定段內(nèi)碼確定段內(nèi)碼(C5 C6 C

32、7 C8)：i) 前前8個，后個，后8個量化間隔（實際個量化間隔（實際計算量化區(qū)間計算量化區(qū)間） 權值電流第權值電流第8段起點電平加上段起點電平加上該段的該段的8個量化間隔個量化間隔 Iw=段落起點段落起點+8*（該段量化間隔）（該段量化間隔） =1024+8*64=1536個量化單位個量化單位（該段長（該段長1/2，分成，分成16份，每份份，每份1/32，折成量化單位），折成量化單位） Is Iw C5 =0 在在18量化間隔量化間隔第8段均勻分成16份，每份3211621是最小量化間隔是最小量化間隔1/2048的的64倍倍確定段內(nèi)碼：ii) 14 還是58 Iw=1024+4*64=128

33、0 Is Iw C7=1 在34iv) 3還是4 Iw=1024+3*64=1216 Is Iw C8=1 在第4量化間隔n碼位1 111 00 11 （非線性碼）結論：n它表示第它表示第8段第段第4量化間隔，量化間隔， 其其量化電平為量化電平為1216+32=1248個個量化單位量化單位（譯碼也譯成此值）（譯碼也譯成此值）問題：問題：1）量化噪聲與）量化噪聲與1270的誤差為的誤差為22個量化單位，不可消除（量化個量化單位，不可消除（量化噪聲），噪聲），2）過載噪聲，當信號幅度超出正常編碼范圍，此時過載，實）過載噪聲，當信號幅度超出正常編碼范圍，此時過載，實驗可觀察，嚴重失真。實驗中可看到：

34、每個取樣值量化后驗可觀察，嚴重失真。實驗中可看到：每個取樣值量化后都存在量化噪聲，恢復出的結果與發(fā)端類似，但有抖動。都存在量化噪聲，恢復出的結果與發(fā)端類似，但有抖動。5.6.3 脈沖編碼調(diào)制（脈沖編碼調(diào)制（PCM）1.PCM1.PCM通信系統(tǒng)構成：通信系統(tǒng)構成： PCMPCM即將模擬信號的抽樣量化值變成代碼。即將模擬信號的抽樣量化值變成代碼。PCMPCM通信通信在現(xiàn)代社會中應用廣泛，如數(shù)字微波、光纖、程控交換，在現(xiàn)代社會中應用廣泛，如數(shù)字微波、光纖、程控交換，也可用于計算機、遙控、遙測領域。也可用于計算機、遙控、遙測領域。 系統(tǒng)組成如圖：系統(tǒng)組成如圖：抽樣量化編碼m(t)A/D譯碼低通濾波ms

35、q(t)D/A信道m(xù)sq(t)m(t)ms(t)干擾完成已抽樣序列信號到數(shù)字信號的變換完成由數(shù)字信號到樣值序列信號的變換2.PCM系統(tǒng)的抗噪性能系統(tǒng)的抗噪性能 n系統(tǒng)框圖：抽樣量化編碼m(t)A/D譯碼低通濾波msq(t)D/A信道m(xù)sq(t)m(t)ms(t)干擾0m (t)為輸出信號，qn (t)為量化噪聲，en (t)信道加性噪聲(也稱為誤碼噪聲) 系統(tǒng)輸出端總信噪比定義：200220qeE m (t)SNE n (t)E n (t)一般關心最后輸出端，而輸出端為含信息的已恢復模擬信號， LPF輸出信號為：考慮n噪聲：噪聲： 量化噪聲量化噪聲 信道加性噪聲的影響信道加性噪聲的影響n角度：

36、角度： 兩類噪聲來源不同兩類噪聲來源不同 兩類噪聲互相獨立兩類噪聲互相獨立(1)(1)只考慮量化噪聲時的系統(tǒng)性能：只考慮量化噪聲時的系統(tǒng)性能：由抽樣 恢復知 ，信號功率為：kks)kTst ()t (m)t (m器輸出理想沖激抽樣，則抽樣：為量化誤差：量化器輸出信號表達式)t (e)kTst ()kTs(e)kTst ()kTs(m )kTst ()t (m)t (m)kTst (m(t) )kTst ()t (m)t (mqqkkqkkqsq量化噪聲的功率譜密度為：)(1)(2kTseETfGqseq不考慮信道加性噪聲的影響時，接收端輸出的量化噪聲功率譜密度輸出的量化噪聲功率譜密度為：2)(

37、)()(fHfGfGReqnq)( fGeq)( fHR設信道理想，譯碼不引入失真，LPF傳遞函數(shù)為：理想低通濾波器的傳輸特性：其他 ,ff ,)f(HHR012)f(H)f(G)f(GReqnq)kTs(eET)f(Gqseq21因為：輸出噪聲功率譜表達式：任務：求解（編）譯碼端的量化均方誤差：)kTs(eEq2 為了與均勻量化對比，輸入信號在區(qū)間-a,a具有均勻分布，并均勻量化，量化電平數(shù)為M，則量化噪聲功率為：1222)v()kTs(eEq)kTs(eET)f(Gqseq211212)v(Ts（編）譯碼端的量化噪聲功率譜為：（編）譯碼端的量化噪聲功率譜為：低通濾波器的輸出量化噪聲功率為：

38、低通濾波器的輸出量化噪聲功率為：121212122222)v(T f)v(T df)f(G)t (nEN)f(H)f(G)f(GsHsffnqqqReqnqHHHsff2根據(jù)抽樣定理的證明：)(M)(GT)(MssH2ms(t)LPFm(t)輸出信號的頻譜與已抽樣信號的頻譜之間的關系：接收端輸出信號的表達式：仍假設m(t)是均勻分布-a,a求解信號功率求解信號功率2N0qS2N結論：PCM系統(tǒng)輸出端平均信號量化噪聲功率比為：系統(tǒng)輸出端平均信號量化噪聲功率比為：NqqM)t (nE)t (mENS2222002（2）只考慮信道加性噪聲的影響時：）只考慮信道加性噪聲的影響時：假設誤碼率為假設誤碼率

39、為 （每個碼出錯概率）（每個碼出錯概率） eP一個碼組中一個碼組中錯一位錯一位的概率為（即碼組錯）為的概率為（即碼組錯）為8 8eP計算：計算： 一個碼組由于一個碼組由于誤碼在譯碼器輸出端誤碼在譯碼器輸出端造成的平均誤差功率。造成的平均誤差功率。每個碼組代表一個抽樣值，當錯一個碼時，每個碼組代表一個抽樣值，當錯一個碼時，如：一個自然碼組：一個碼組由于誤碼在譯碼器輸出端造成的平均誤差功率：一個碼組由于誤碼在譯碼器輸出端造成的平均誤差功率：n求錯誤碼組的平均間隔時間求錯誤碼組的平均間隔時間)(fHR信道信道加性加性噪聲噪聲誤碼誤碼錯碼組間的平均間隔為錯碼組間的平均間隔為 ：esaNPTT1一個周期

40、內(nèi)，錯誤碼元平均間隔一個周期內(nèi)，錯誤碼元平均間隔 個碼元個碼元.eP1錯誤碼組之間的平均間隔為：錯誤碼組之間的平均間隔為：個碼元個碼元eNP1譯碼器輸出端的誤差功率譜密度誤差功率譜密度為：222)(321)(vNTNPQETfPNseatho低通濾波器輸出誤差功率低通濾波器輸出誤差功率222222)(32 2)(32 )()(vTPfvNTNPdffPtnENseNHNseffthoeeHH)(fHR信道信道加性加性噪聲噪聲誤碼誤碼)( fPtho最后： 結論結論2 2：由誤碼引出的：由誤碼引出的PCMPCM系統(tǒng)系統(tǒng) 信噪比與誤碼率成反比。信噪比與誤碼率成反比。接收端的信號22232)v(TP

41、NseNe僅考慮加性噪聲時的僅考慮加性噪聲時的PCM系統(tǒng)輸出信噪比：系統(tǒng)輸出信噪比：12)(1)(1)(1)(22222vMTtmTStmTtmssoso（3 3）總信噪比）總信噪比: :討論：ePNeNeqoooPtnEtnEtmENS222222412)()()(很小， 以量化噪聲為主 i) 大信噪比時，ooNS結論結論3 3： PCMPCM系統(tǒng)抗噪性能通常用量化器的量化信噪比決定系統(tǒng)抗噪性能通常用量化器的量化信噪比決定22N考慮ii）小信噪比時， 很大， eP以加性噪聲為主。 實際中，6eP10很容易實現(xiàn)故PCM抗噪聲性能按 結論結論4 4：PCMPCM系統(tǒng)輸出信噪比與系統(tǒng)帶寬成指數(shù)關系

42、系統(tǒng)輸出信噪比與系統(tǒng)帶寬成指數(shù)關系 系統(tǒng)需要的最小總帶寬為：系統(tǒng)需要的最小總帶寬為：的最小帶寬總傳輸碼率HbfNR2討論：討論：HfBNqNS22022已知：NqNS202第第5章章 模擬信號的數(shù)字傳輸模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（差分脈沖編碼調(diào)制（DPCMDPCM）與自適應差分脈沖）與自適應差分脈沖 調(diào)制（調(diào)制（ADPCMADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 5.7 差分脈沖編碼調(diào)制差分脈沖編碼調(diào)制DPCM） 64kb/s64

43、kb/s的的A A律或律或律的對數(shù)壓擴律的對數(shù)壓擴PCMPCM編碼已經(jīng)在大容量的光纖通信系編碼已經(jīng)在大容量的光纖通信系統(tǒng)和數(shù)字微波系統(tǒng)中得到了廣泛的應統(tǒng)和數(shù)字微波系統(tǒng)中得到了廣泛的應用。用。 但但PCMPCM信號占用頻帶要比模擬通信號占用頻帶要比模擬通信系統(tǒng)中的一個標準話路帶寬（信系統(tǒng)中的一個標準話路帶寬（3.1 3.1 kHzkHz）寬很多倍，這樣，對于大容量）寬很多倍，這樣，對于大容量的長途傳輸系統(tǒng)，尤其是的長途傳輸系統(tǒng)，尤其是衛(wèi)星通信衛(wèi)星通信，采用采用PCMPCM的經(jīng)濟性能很難與模擬通信的經(jīng)濟性能很難與模擬通信相比。衛(wèi)星的通信資源相對光纖要少相比。衛(wèi)星的通信資源相對光纖要少得多得多. .

44、 以較低的速率獲得高質量編碼，一直是語音編碼追求的目標。通常，以較低的速率獲得高質量編碼，一直是語音編碼追求的目標。通常，人們把話路速率低于人們把話路速率低于64kb/s64kb/s的語音編碼方法，的語音編碼方法， 稱為語音壓縮編碼技術。稱為語音壓縮編碼技術。 在在PCM中，每個波形樣值都獨立編碼，與其他樣值無關，中，每個波形樣值都獨立編碼，與其他樣值無關， 這這樣，樣值的整個幅值編碼需要較多位數(shù)，比特率較高，樣，樣值的整個幅值編碼需要較多位數(shù)，比特率較高， 造成數(shù)字造成數(shù)字化的信號帶寬大大增加。然而，大多數(shù)以奈奎斯特或更高速率抽化的信號帶寬大大增加。然而，大多數(shù)以奈奎斯特或更高速率抽樣的信源

45、信號在相鄰抽樣間表現(xiàn)出很強的相關性，樣的信源信號在相鄰抽樣間表現(xiàn)出很強的相關性， 利用信源的這利用信源的這種相關性，一種比較簡單的解決方法是對相鄰樣值的差值而不是種相關性，一種比較簡單的解決方法是對相鄰樣值的差值而不是樣值本身進行編碼。由于相鄰樣值的差值比樣值本身小，可以用樣值本身進行編碼。由于相鄰樣值的差值比樣值本身小，可以用較少的比特數(shù)表示差值。這樣，用樣點之間差值的編碼來代替樣較少的比特數(shù)表示差值。這樣，用樣點之間差值的編碼來代替樣值本身的編碼，值本身的編碼， 可以在量化臺階不變的情況下（即量化噪聲不可以在量化臺階不變的情況下（即量化噪聲不變），編碼位數(shù)顯著減少，信號帶寬大大壓縮。這種利

46、用差值的變），編碼位數(shù)顯著減少，信號帶寬大大壓縮。這種利用差值的PCM編碼稱為差分編碼稱為差分PCM（DPCM）。）。 如果將樣值之差仍用如果將樣值之差仍用N位編碼傳送，則位編碼傳送，則DPCM的量化信噪比的量化信噪比顯然優(yōu)于顯然優(yōu)于PCM系統(tǒng)。系統(tǒng)。5.7.1DPCM原理原理 實現(xiàn)差分編碼的一個好辦法是根據(jù)前面的k個樣值預測當前時刻的樣值。編碼信號只是對當前樣值與預測值之間的差值值的量化編碼。 DPCM系統(tǒng)的框圖如圖所示。圖中，xn表示當前的信源樣值，預測器的輸入代表重建語音信號。預測器的輸出為 差值 作為量化器輸入，eqn代表量化器輸出，量化后的每個預測誤差eqn被編碼成二進制數(shù)字序列，通

47、過信道傳送到目的地。 該誤差eqn同時被加到本地預測值 而得到 。 inaxKii1nxnxxennnxnx DPCM系統(tǒng)原理框圖量化器編碼預測器解碼預測器xneneqncnxnxncneqnxnxn編碼器解碼器1. DPCM系統(tǒng)原理inaxKii1nxnxxenn重建語音重建語音信號信號 在接收端裝有與發(fā)送端相同的預測器，在接收端裝有與發(fā)送端相同的預測器， 它的輸出是它的輸出是 與與eqn相加產(chǎn)生。信號既是所要求的相加產(chǎn)生。信號既是所要求的預測器的激勵信號預測器的激勵信號，也是所，也是所要求的要求的解碼器輸出的重建信號解碼器輸出的重建信號。在無傳輸誤碼的條件下，解碼。在無傳輸誤碼的條件下，解

48、碼器輸出的重建信號器輸出的重建信號 與編碼器中的與編碼器中的 相同。相同。 DPCM系統(tǒng)的總量化誤差應該定義為輸入信號樣值系統(tǒng)的總量化誤差應該定義為輸入信號樣值xn與解與解碼器輸出樣值碼器輸出樣值xn之差，即之差，即 由上式可知，這種由上式可知，這種DPCMDPCM的總量化誤差的總量化誤差n nq q僅與差值信號僅與差值信號e en n的的量化誤差有關。量化誤差有關。 2. DPCM量化噪聲分析nxqnnqnnnnnnqeeexxexxn)()(nxnx以一 個四電平量化為例說明mm)kT(ekksqk)kT(esqk對誤差 進行四電平量化”表示用“當”表示用“當”表示用“當”表示用“當量化電

49、平輸出023123102200 )kTs(e 1 )kTs(e 0 )kTs(e 10 )kTs(e qkqkqkqk5.7.2 量化與預測改為自適應為量化與預測改為自適應為ADPCM16級量化 4位碼 bsRf N32kb/s G.721 其他數(shù)字化方法其他數(shù)字化方法celp( (碼激勵線性預測）碼激勵線性預測） bR1 6 k b / s G.728 利用利用自適應量化器自適應量化器取代取代固定量化固定量化，自適應預測自適應預測取代取代固定預測，就是固定預測，就是ADPCM，它可以大大提高輸出信噪比，它可以大大提高輸出信噪比和編碼動態(tài)范圍。和編碼動態(tài)范圍。第第5章章 模擬信號的數(shù)字傳輸模擬

50、信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 5.8 增量調(diào)制（增量調(diào)制（DMDM）5.9 時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 5.8 增量調(diào)制（M）與與PCM區(qū)別區(qū)別 PCM碼表示樣值大小，用碼表示樣值大小，用N位碼表示。位碼表示。M代碼表示相鄰樣值的關系，用一位碼表示。代碼表示相鄰樣值的關系，用一位碼表示。5.8.1 M 基本原理基本原理1 .1 .編碼：編碼： 被量化成二個電平)t (eqDM波形示意模擬信號模擬信號m(t)m(t)階梯波

51、形階梯波形m(t)m(t)逼近。逼近。討論接收端如何由二進制碼序列恢復出階梯波形討論接收端如何由二進制碼序列恢復出階梯波形n輸入端是0、1序列 積分器輸出雖已接近原來模擬信號，但包含高次諧波高次諧波，需低通濾波器平滑低通濾波器平滑。得到數(shù)字序列：得到數(shù)字序列：1111000重新討論增量調(diào)制的工作原理重新討論增量調(diào)制的工作原理接收端接收端：發(fā)送端：發(fā)送端： 簡單M系統(tǒng)框圖判決器(比較器)消息信號m(t)e(t)積分器脈沖發(fā)生器發(fā)送端編碼器p(t)抽樣定時增量調(diào)制信號輸出c(t)脈 沖發(fā)生器c(t)積分器EE低 通濾波器消息信號m(t)接收端譯碼器m1(t)分為： 正常的量化噪聲量化噪聲 過載量化

52、噪聲過載量化噪聲5.8.2 M存在的問題存在的問題1. 1. 過載過載（a)過載的概念：過載的概念： 當模擬信號斜率陡變時，由于臺階當模擬信號斜率陡變時，由于臺階a a是固定的，而且每是固定的，而且每秒內(nèi)臺階數(shù)也是確定的，此時秒內(nèi)臺階數(shù)也是確定的，此時階梯電壓階梯電壓就跟不上就跟不上信號的變化信號的變化，形成了很大失真的階梯電壓波形，這樣的失真稱為形成了很大失真的階梯電壓波形，這樣的失真稱為過載現(xiàn)象過載現(xiàn)象，相應噪聲為過載噪聲。相應噪聲為過載噪聲。 ( )( )( )qqn tm tm t統(tǒng)稱量化噪聲。 誤差誤差eq(t)=m(t)-m(t)表現(xiàn)為兩種形式：表現(xiàn)為兩種形式： 一種稱為過載量化誤

53、差，一種稱為過載量化誤差， 另一種稱為另一種稱為一般量化誤差。一般量化誤差。 當輸入模擬信號當輸入模擬信號m(t)斜率陡變時，本地譯碼器輸出信號斜率陡變時，本地譯碼器輸出信號m(t)跟不上信號跟不上信號m(t)的變化，如圖所示。這時，的變化，如圖所示。這時， m(t)與與m(t)之間的誤差明顯增大，引起譯碼后信之間的誤差明顯增大，引起譯碼后信號的嚴重失真，號的嚴重失真， 這種現(xiàn)象叫這種現(xiàn)象叫過載現(xiàn)象過載現(xiàn)象，產(chǎn)生的失真稱為過載失真，產(chǎn)生的失真稱為過載失真， 或稱過或稱過載噪聲。這是在正常工作時必須而且可以避免的噪聲。載噪聲。這是在正常工作時必須而且可以避免的噪聲。 m(t)m (t)eq(t)

54、(a)m(t)m (t)tt(b)eq(t) (a) 一般量化誤差； (b) 過載量化誤差（b)不過載的條件：不過載的條件： 信號實際斜率信號實際斜率信m(t) dtk 信 即sf m(t)dt也就是要求和sf到達一定數(shù)值。到達一定數(shù)值。也稱為譯碼器的最大跟蹤斜率也稱為譯碼器的最大跟蹤斜率，則 不過載條件為： 若2 .2 .變化幅度過?。ㄈ绶逯敌∮谧兓冗^?。ㄈ绶逯敌∮?）也不能正確編碼，只）也不能正確編碼，只能出能出10101010交替，恢復出直流。交替，恢復出直流。 因此，量化噪聲的大小和因此，量化噪聲的大小和 有關，大有關，大 雖然雖然減少減少過載噪聲過載噪聲，但是增大了，但是增大了量

55、化噪聲量化噪聲。tsinA)t (mmtcosAdt)t (dmmmmsmsmfAfAAf/max5.8.3 M5.8.3 M抗噪性能抗噪性能臨界條件時 maxmsfA輸出 222220max222mm1S228fssffA)e-( ,)e(f:),(-q21為則噪聲的概率密度函數(shù)上均勻分布假設噪聲在區(qū)間3)()()(222eqqqdefeteEte的平均噪聲功率：但該噪聲功率不是系統(tǒng)最終輸出的量化噪聲功率?？紤]誤差 的周期性)t (eq誤差的平均功率被認為均勻地分布在 頻率之內(nèi))f ,(s0)( fPessqeffteEfP3)()(22接收端接收端積分器輸出的噪聲功率譜密度積分器輸出的噪聲

56、功率譜密度為Hf為LPF濾波器帶寬，mf為信號頻率sf為32KHz以上。M的量化噪聲功率 23qN2 有關，臺階越大，與質量越差。：抽樣頻率，PCM與與DM的比較的比較第第5章章 模擬信號的數(shù)字傳輸模擬信號的數(shù)字傳輸5.1 引言5.2 模擬信號的抽樣5.3 實際抽樣5.4 脈沖調(diào)制5.5 模擬信號的量化5.6 脈沖編碼調(diào)制5.7 差分脈沖編碼調(diào)制（DPCM）與自適應差分脈沖 調(diào)制（ADPCM）5.8 增量調(diào)制（DM）5.9 5.9 時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng)時分多路復用和多路數(shù)字電話系統(tǒng) 提出原因提出原因5.9 5.9 時分復用（時分復用（TDMTDM）和多路數(shù)字電話系統(tǒng)）和多路數(shù)字電話系

57、統(tǒng)5.9.1 TDM 原理時分復用時分復用：把時間幀劃分為若干時隙若干時隙和各路信號占有各自時隙各自時隙。實現(xiàn)在同一信道上傳輸多路信號。與頻分復用頻分復用的區(qū)別：TDM在時域上各路信號是分離的，在頻域上各路信號頻譜是重疊。FDM：在頻域上各路信號是分離的，但在時域上各路信號是混疊的。三路三路TDM示意圖示意圖可以看出，可以看出，TDMTDM技術包含幾個基本要點：技術包含幾個基本要點：n各路信號的數(shù)據(jù)輪流占用不同時隙，在傳輸中互不影響。各路信號的數(shù)據(jù)輪流占用不同時隙，在傳輸中互不影響。n各信號的時隙組成一個確定的結構，稱為幀結構，簡稱各信號的時隙組成一個確定的結構，稱為幀結構，簡稱幀幀(fram

58、e)(frame)。幀是。幀是TDMTDM信號的最小組成單元。幀中各個時信號的最小組成單元。幀中各個時隙與信號間的對應關系是固定的。隙與信號間的對應關系是固定的。n收發(fā)雙方必須同步工作。這種同步工作稱為幀同步收發(fā)雙方必須同步工作。這種同步工作稱為幀同步(frame synchronization)(frame synchronization)，其目的是正確地定位各幀的，其目的是正確地定位各幀的起始位置，以便正確地放置與取出各路信號的數(shù)據(jù)。起始位置，以便正確地放置與取出各路信號的數(shù)據(jù)。1. 幀幀：設有k路語音輸入信號，每路最高頻率 ，若k=3，旋轉開關順序接通3路信號實現(xiàn)順序抽樣，該Hf開關每秒

59、旋轉 sf次，并且在一個旋轉周期內(nèi)對各路信號 都抽一次。這樣，在一個周期 sT內(nèi)有3個脈沖構成一幀，每路占 sT3長度為 sT時隙長度，各路數(shù)據(jù)在一幀的排列，稱幀結構。旋轉周期旋轉周期單路單路信號抽樣周期信號抽樣周期涉及到的概念涉及到的概念5.9.2 復用信號的傳輸帶寬與路數(shù)復用信號的傳輸帶寬與路數(shù)3 3路推廣到路推廣到N N路，路，N N個時隙的總時間在術語上稱一幀個時隙的總時間在術語上稱一幀 。每一幀的時間是每一幀的時間是sT，必經(jīng)符合必經(jīng)符合抽樣定理抽樣定理要求要求。 如對語音信號sf8KHz，一幀時間為125s。 每時隙 NTTssc說明：對時隙內(nèi)容的分配 這里每個時隙可以是一個抽樣值，如這里每個時隙可以是一個抽樣值，如PAM，時隙時間為：，時隙時間為：NTTssc 也可以是已量化編碼的PCM或m，ADPCM信號，若一時隙傳PCM信號，對語音8位。每位二進制碼占用時間寬度為每位二進制碼占用時間寬度為 對于每個碼元，若用 表示可以用非歸零碼和歸零碼表示歸零碼：81NTTssbn如果sb1T2 稱占空比為稱占空比為50%50%，注意這里的空可以理解為傳，注意這里的空可以理解為傳“0”0”碼（即不傳碼）的時間，將來計算帶