功率校正課程設(shè)計(jì)

1、電氣工程課程設(shè)計(jì)-有源功率因數(shù)校正器的設(shè)計(jì)和仿真 一、功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展與現(xiàn)狀 近20年來電力電子技術(shù)得到了飛速的發(fā)展，已廣泛應(yīng)用到電力、冶金、化工、煤炭、通訊、家電等領(lǐng)域。其中大量含ACDC的電力電子裝置的使用，電力電子裝置多數(shù)通過整流器與電力網(wǎng)接口，經(jīng)典的整流器是由二極管或晶閘管組成的一個非線性電路，在電網(wǎng)中產(chǎn)生大量電流諧波和無功污染了電網(wǎng)，成為電力公害，引起了人們的廣泛重視，有關(guān)部門也作出了相應(yīng)的規(guī)定，以限制其危害程度。20世紀(jì)90年代以來，世界上許多國家和國際組織都對電力電子產(chǎn)品的功率因數(shù)及諧波成分作了限制 。1982年，世界標(biāo)準(zhǔn)組織規(guī)定了IEC5552技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)以限制電網(wǎng)線路頻率的

2、每種諧波所允許的電流含量。IEC555-2規(guī)定了每次諧波不能超過15次且電流值在安全范圍內(nèi)。 表11列出了對IEC555.2所記錄的各次諧波的要求。 IEC5552規(guī)范分為兩部分，即相對失真和最大絕對失真的限制。兩種限制適用于所有設(shè)備。 由于IEC555-2標(biāo)準(zhǔn)的強(qiáng)制規(guī)定，以及國際學(xué)術(shù)界和產(chǎn)業(yè)界的共同努力，極大地推動了PFC技術(shù)的發(fā)展。早在1980年代末就有關(guān)于PFC技術(shù)的研究報(bào)道，1989年在IEEE上發(fā)表的題為“A study ofpower factor correction techniques for high powerAC locomotives”的文章是本文所查到的與PFC技術(shù)

3、相關(guān)的最早文獻(xiàn)。在80年代末國際上出現(xiàn)了PFC研究熱潮，許多學(xué)術(shù)會議都安排了APFC的專題演講與討論APFC方面文章不斷涌現(xiàn)。自1990年至1999年，在IEEE上搜索的關(guān)于PFC的文章近100篇。自2000年來，APFC方面的文章也在不斷的增加，在IEEE上搜索的關(guān)于PFC的文章也百余篇，各種實(shí)現(xiàn)APFC的方法和理論也不斷的創(chuàng)新。 表I1 IEC555.2各次諧波要求 從論文內(nèi)容的分布情況看，主要局限于對PFC的拓?fù)溲芯?包括單級式、級聯(lián)式、并聯(lián)式、升壓式、降壓式、Boostbuck升降壓式和flyback反激式等)、控制方式的研究(包括遲滯電流控制、峰值電流控制、平均電流控制、電荷控制等)

4、以及軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用(包括ZVT PFC和ZCT PFC)，涉及有關(guān)PFC的分析、建模和仿真的文獻(xiàn)也再不斷地增加。PFC作為一種多變量、非線性、時變的雙環(huán)控制系統(tǒng)，其理論分析較為困難，這更加需要進(jìn)行深入研究。 在應(yīng)用方面，PFC技術(shù)由理論研究迅速發(fā)展到實(shí)用化、商品化，由分立組件發(fā)展到集成電路，目前國際上已有Unitrode的PFC控制IC(集成電路)，它們都有UC3854AB、UC3855AB、UCC3857、UCC3858等，這些控制芯片主要應(yīng)用領(lǐng)域包括開關(guān)電源、UPS、電子鎮(zhèn)流器、電焊電源、電機(jī)驅(qū)動電源和程控機(jī)電源等，輸出功率已達(dá)到10 KW以上。 國內(nèi)在該領(lǐng)域的研究相對較為遲緩，經(jīng)本文查

5、閱，91年才有PFC的專題綜述性文章出現(xiàn)。93年機(jī)電部委托專家做出調(diào)查、論證，就制定有關(guān)標(biāo)準(zhǔn)的必要性和“九五”組織PFC技術(shù)攻關(guān)提出建議，94年有關(guān)學(xué)會開始組織了PFC技術(shù)的專題研討會。在PFC技術(shù)的應(yīng)用方面，近幾年做出TPFC電子鎮(zhèn)流器樣機(jī)。功率因數(shù)PF=099，電流諧波畸變率THD<10的PFC電源電路也做到輸出功率為2KW，技術(shù)指標(biāo)較高。但總的來說，目前國內(nèi)的PFC技術(shù)仍處于學(xué)習(xí)、試驗(yàn)階段。 二、功率因數(shù)校正器電路實(shí)現(xiàn)方案為了使電力電子產(chǎn)品的功率因數(shù)及諧波成分滿足上述的規(guī)定和標(biāo)準(zhǔn)，可在整流橋和濾波電容之間加一級用于功率因數(shù)校正的功率變換電路，使輸入電流為正弦波，從而提高功率因數(shù)，這

6、就是有源功率因數(shù)校正技術(shù)。有源功率因數(shù)校正（Active Power Factor Correction，簡稱APFC）技術(shù)由于變換器工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，而具有體積小、重量輕、效率較高、輸人電壓范圍寬、THD小和功率因數(shù)高等優(yōu) 點(diǎn)，因此在現(xiàn)代電力電子技術(shù)中得到了廣泛的應(yīng)用。有源功率因數(shù)校正又有分立元器件和集成電路構(gòu)成之分，由分立元器件和集成電路組成的有源功率因數(shù)校正電路又有許多不同的電路形式，而由于采用集成電路組成的有源功率因數(shù)校正電路具有工作可靠、使用性能好等一系列優(yōu)點(diǎn)，所以集成電路組成的有源功率因數(shù)校正電路廣為采用。有源功率因數(shù)校正技術(shù)分類(1) 降電壓輸出式：因工作噪聲大、濾波困難、功率

7、開關(guān)管上電壓應(yīng)力大、控制驅(qū)動電平浮動，很少被采用。(2) 升/降電壓輸出式：需要兩個功率開關(guān)管，有一個功率開關(guān)管的控制驅(qū)動信號浮動，電路復(fù)雜，較少采用。(3) 反激式：輸出與輸入隔離，輸出電壓可任意選擇，用簡單電壓型控制，適用于150W以下電源或電子鎮(zhèn)流器的功率因數(shù)校正場合。(4) 升壓（boost）輸出式：用簡單電流型控制，具有PF值高，總諧波起邊率（THD）小，效率高的有點(diǎn)，但是輸出電壓高于輸入電壓。它適用于75-2000W功率范圍的功率因數(shù)校正應(yīng)用場合，應(yīng)用最為廣泛。 如果按照控制輸入電流的工作原理分，有源功率因數(shù)校正又可分為： （1）平均電流型：工作頻率固定，輸入電流連續(xù)。 （2）滯后

8、電流型:工作頻率可變，電流達(dá)到滯后帶內(nèi)發(fā)生功率開關(guān)通與斷操作，使輸入電流上升下降。電流波形平均值取決于電感輸入電流波形。 （3）峰值電流型：工作頻率變化，輸入電流不連續(xù)。 （4）電壓控制型：工作頻率固定，輸入電流不連續(xù)。 設(shè)計(jì)一個有源功率因數(shù)校正電路需要考慮的因素很多，例如電路工作的可靠性、效率、體積和性價比等因素，盡管從理論上講有很多有源功率因數(shù)校正技術(shù)方案可供使用，但實(shí)際應(yīng)用情況來看，真正實(shí)用的有源功率因數(shù)校正電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)也就不過是一兩種。對較大功率的應(yīng)用場合而言，比較常用的有源功率因數(shù)校正技術(shù)方案是工作于連續(xù)導(dǎo)通工作模式的（CCM）升壓輸出有源功率因數(shù)校正電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和升壓輸出的平均電流

9、型控制（ACMC）的有源功率因數(shù)校正電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。對于較低功率功率應(yīng)用場合，常采用工作于臨界導(dǎo)通模式（CRM）的升壓輸出有源功率因數(shù)校正電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。由于有源功率因數(shù)校正電路的應(yīng)用范圍不斷擴(kuò)大，對各種不同電路結(jié)構(gòu)形式的有源功率因數(shù)校正電路形式的需求也在不斷增加，許多具體工程應(yīng)用實(shí)例中的有源功率因數(shù)校正電路是已有電路形式的擴(kuò)展和改進(jìn)，并且出現(xiàn)了一些嶄新的有源功率因數(shù)校正技術(shù)。 本章對有源功率因數(shù)校正電路進(jìn)行了詳細(xì)的分析?；趯τ性垂β室驍?shù)校正電路的雙級式和單級式結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)比較，本文將采用雙級式的電路結(jié)構(gòu)。對選擇的作為有源功率因數(shù)校正電路的功率級主電路一Boost變換器的組成、工作過程作簡要介紹；

10、對相應(yīng)的有源功率因數(shù)校正電路工作模式及控制方法作了比較分析，在此基礎(chǔ)上提出本文將采用連續(xù)導(dǎo)通模式平均電流控制。本文采用UC385作為有源功率因數(shù)校正電路的控制芯片，對該芯片的工作原理及各引腳功能作了介紹，對控制部分的控制輸入、乘法器、電壓環(huán)和電流環(huán)部分進(jìn)行了詳細(xì)的分析。 1、有源功率因數(shù)校正主電路方案比較 APFC主電路的電路結(jié)構(gòu)有如下圖所示的雙級式和單級式兩種。其中，雙級式電路由升壓有源功率因數(shù)校正和DCDC變換器級聯(lián)而成，中間母線電壓一般穩(wěn)定在400 V左右，前級實(shí)現(xiàn)有源功率因數(shù)校正，后級實(shí)現(xiàn)隔離和降壓。雙極式電路的優(yōu)點(diǎn)是每級電路可單獨(dú)分析、設(shè)計(jì)和控制，特別適合作為分布式電源系統(tǒng)的前置級。

11、單級式電路集有源功率因數(shù)校正、輸出隔離和電壓穩(wěn)定于一身，結(jié)構(gòu)簡單、效率高，但分析和控制較復(fù)雜，適用于中小功率的單一集中式電源系統(tǒng)。本文將采用雙級式的電路結(jié)構(gòu)。 從原理上講，任何一種DCDC變換器拓?fù)?，如Buck、Buck-Boost、Flyback、Cuk、Sepic、DualSepic等拓?fù)渚勺鳛橛性垂β室驍?shù)校正的主電路。Boost電路更為廣泛地應(yīng)用于有源功率因數(shù)的校正該部分對Boost變換器的組成、工作過程作簡要介紹；對相應(yīng)的有源功率因數(shù)校正電路工作模式及控制方法作比較分析，在此基礎(chǔ)上提出本文將采用的工作模式和控制策略。（1）Boost變換器的組成APFC主電路采用Boost變換電路如圖

12、23所示整個電路由電感L，二極管D、電容C、電阻R和MOS開關(guān)管G組成，完成從Vi到Vo的升壓過程。 這里認(rèn)為： a）開關(guān)管、二極管均是理想組件?！皩?dǎo)通”時壓降為零，“截止”時漏電流為零； b）電感、電容是理想組件。即電感工作在線性區(qū)，寄生電阻為零，電容的ESR(等效串聯(lián)電阻)為零； c）輸出電壓中的紋波電壓與輸出電壓的比值小到允許忽略。 （2）Boost變換器工作過程Boost電路的工作過程可由圖2.4和圖2.5加以說明。 當(dāng)開關(guān)管G閉合(導(dǎo)通)時，如圖2.4所示，電流iL流過電感線圈L，在電感線圈未飽和前，電流線性增加，電能以磁能形式儲在電感線圈L中。此時，電容C放電，R上流過電流Io，R

13、兩端為輸出電壓Vo，由于開關(guān)管導(dǎo)通，二極管承受反壓。所以電容不能通過開關(guān)管放電。 如圖2.5所示，開關(guān)管G斷開時，線圈L中磁場的改變，使線圈L兩端感應(yīng)的電壓力求保持iL不變。這樣線圈L兩端的電壓與電源串聯(lián)，以高于Vo的電壓向電容C，負(fù)載R供電。當(dāng)高于Vo時，電容有充電電流：等于Vo時，充電電流為零；當(dāng)?shù)陀赩。時，電容向負(fù)載R放電，維持Vo不變。輸入電流fL是連續(xù)的，但流經(jīng)二極管D的電流是脈動的，濾波電容C使負(fù)載R上仍有穩(wěn)定、連續(xù)的負(fù)載電流Io。 （3）有源功率因數(shù)校正電路的工作模式及控制方法 根據(jù)Boost變換主電路中電感電流是否連續(xù)，APFC可分為不連續(xù)導(dǎo)通模式(DCM)和連續(xù)導(dǎo)通模式(CC

14、M)。相對于DCM模式，CCM模式有以下優(yōu)點(diǎn)： a）輸入和輸出電流紋波小、THD和EMI小、濾波容易。 b）器件導(dǎo)通損耗小。 c）適用于大、中功率應(yīng)用場合。 DCM的控制可以采用恒頻、變頻、等面積等多種方式。DCM的控制方法又稱電壓跟蹤法，它是APFC中簡單而實(shí)用的一種控制方法，應(yīng)用較為廣泛。DCM模式的特點(diǎn)是： a）輸入電流自動跟蹤電壓并保持較小的電流畸變率。 b）功率管實(shí)現(xiàn)零電流開通(ZCS)，且不承受二極管的反向恢復(fù)電流。 c）輸入輸出電流紋波較大，對濾波電路要求高。 d）峰值電流遠(yuǎn)高于平均電流，器件承受較大的應(yīng)力。 e）單相APFC功率一般小于200 W，三相APFC功率一般小于10K

15、W。 CCM模式根據(jù)是否直接選取瞬態(tài)電感電流作為反饋和被控制量，有間接電流控制和直接電流控制之分。間接電流控制是指通過控制整流橋輸入端電壓的方式來實(shí)現(xiàn)電流的控制。該控制方式存在以下缺點(diǎn)： a）自身無限流功能，需另加過流保護(hù)電路。 b）系統(tǒng)暫態(tài)過渡時電流中會出現(xiàn)直流分量。 C）系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)慢，因而影響了CCM在APFC中的應(yīng)用。 CCM模式下的直接電流控制策略是目前應(yīng)用最多的控制方式，它來源于DCDC變換器的電流控制模式，這種模式將輸入電壓信號與輸出電壓誤差信號相乘后作為電流控制器的電流給定信號，電流控制器控制輸入電流按給定信號變化。根據(jù)控制器控制方式的不同，有峰值電流控制(PCMC)、滯環(huán)電流

16、控制(HCC)、平均電流控制(ACMC)、預(yù)測瞬態(tài)電流控制(PICC)、線性峰值電流控制(LPCM)和非線性載波控制(NLC)等方式。其中，較典型的控制方式有PCMC、HCC和ACMC。 APFC中的PCMC和DCDC交換器中的峰值電流控制原理相同，只是電流環(huán)的過程控制信號不再是直流而是按正弦規(guī)律變化。PCMC實(shí)現(xiàn)較為容易。圖26為PCMC控制模式的原理圖。 PCMC有如下的缺點(diǎn)： a)電流峰值和平均值之間存在誤差，無法滿足THD很小的要求。 b)電流峰值對噪聲敏感。 c)占空比大于05時系統(tǒng)產(chǎn)生諧波振蕩。 d)需要在比較器輸入端加斜坡補(bǔ)償。在APFC中，這種控制方法已趨于被淘汰的境地。 HC

17、C原理圖如圖2.7所示。HCC與PCMC的差別只是前者檢測的電流是電感電流，并且控制電路中多了一個滯環(huán)邏輯控制器。HCC最初用于控制電壓型逆變器的輸出交流電流。對Boost電路而言，它是最簡單的電流控制方式。滯環(huán)控制中沒有外加的調(diào)制信號，電流反饋控制和調(diào)制集于一體，可以獲得很寬的電流頻帶寬度。 HCC的特點(diǎn)是： a)控制簡單、電流動態(tài)響應(yīng)快、具有內(nèi)在的電流限制能力。 b)開關(guān)頻率在一個工頻周期中不恒定，引起EMI問題和電流過零點(diǎn)的死區(qū)。 c)負(fù)載對開關(guān)頻影響很大，濾波器只能按最低頻率設(shè)計(jì)。 d)滯環(huán)寬度對開關(guān)頻率和系統(tǒng)性能影響大，需合理選取。 圖2.8給出了ACMC原理圖。ACMC又稱三角波控

18、制，它是在峰值電流控制的基礎(chǔ)上，在乘法器輸出與比較器之間加了PI(比例積分)電流控制器，該控制器控制輸入電流平均值，使其與電流參考波形相同。此控制方式下的電流環(huán)具有較高的增益帶寬、跟蹤誤差小、瞬態(tài)特性好的特點(diǎn)。 ACMC的特點(diǎn)是： a)THD和EMI小、對噪聲不敏感。 b)開關(guān)頻率固定、電感電流峰值與平均值之間的誤差小。 c)原則上可檢測任意拓?fù)浼叭我庵返碾娏?，適用于大中功率應(yīng)用場合。如除了可檢測Boost變換器的輸入電流外，也可檢測Buck，F(xiàn)lyback變換器的輸入電流、或Boost、Flyback變換器的輸出電流等。并且兩種工作模式CCM和DCM都可以用。ACMC是目前APFC中應(yīng)用最

19、多的一種控制方式平均電流型控制IC有UC3854、UC3855等。 如圖1所示，平均電流控制原理是：輸出電壓經(jīng)電壓誤差放大器VA放大后輸出誤差放大電壓Y，與全橋整流輸出電壓的取樣x在乘法器相乘后送至電流誤差放大器CA，作為基準(zhǔn)電流，電壓環(huán)的作用的是使輸出電壓保持恒定。從全橋整流取出電壓取樣的目的是使基準(zhǔn)電流與整流電壓的波形同相。從電感回路通過R5獲得真實(shí)的電感電流的取樣，送到電流誤差放大器CA的“一”端，電流誤差放大器的輸出直接加在PWM(Pulse Width Modulation脈寬調(diào)制)比較器的“一”端，PWM比較器的另一端接鋸齒波發(fā)生器的輸出端。這樣，電流誤差放大器的輸出直接控制了PW

20、M比較器的占空比，強(qiáng)迫電感電流逼近其平均值。如果電感電流偏大，會使PWM比較器的占空比減小，從而減小電感電流：而當(dāng)電感電流減小時，PWM比較器的占空比會增大，從而增加電感電流。當(dāng)輸出電壓偏高時，電壓誤差放大器的輸出將減小，從而乘法器輸出的基準(zhǔn)電流減小，辦即使電感電流減小，使輸出電壓下降。由于電流環(huán)有較高的增益帶寬，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于l，容易實(shí)現(xiàn)接近于l的功率因數(shù)。平均電流控制的Boost有源功率因數(shù)校正裝置電路中，為使電路能較好工作，輸出電壓必須高于輸入電壓的峰值，否則即使是開關(guān)管平均電流控制的Boost有源功率因數(shù)校正裝置電路中，為使電路能較好工作，輸出電壓必須高于輸入電壓的峰值，否則

21、即使是開關(guān)管導(dǎo)通時，電網(wǎng)都可直接通過整流橋向輸出電容充電，這樣輸入電流和輸入功率就成為不可控制。圖29是平均電流法控制時，電感電流的波形圖。由該圖容易看到，電感電流fL己接近理想的并與電壓同相的正弦波。因此，采用平均電流控制的Boost有源功率因數(shù)校正電路，功率因數(shù)可以達(dá)到099以上。至此，通過比較DCM和CCM兩種工作模式的特點(diǎn)，并進(jìn)一步分析比較了CCM下的典型的控制策略，本文將采用CCM下，控制策略為ACMC的APFC裝置。三、功率因數(shù)校正器電路實(shí)現(xiàn)方案設(shè)計(jì)根據(jù)要求給出的輸出功率P=100W，并且為固定開關(guān)頻率fs=50khz，因此本文采用連續(xù)導(dǎo)通工作模式（CCM），平均電流控制，并且選用

22、了UC385芯片。下面給出方案的電路框圖：P1PFC升壓前端D1降壓隔離DC/DC變換器F1AC/DC整流電路220V50Hz - - -直流- -5V，20A交流市 - - -輸出- -直流輸出 電輸入 400V 在上圖中，F(xiàn)1表示輸入整流電路，P1表示功率因數(shù)校正電路，D1表示降壓變換電路。這種電路的實(shí)現(xiàn)既可以采用2級變換的電路形式，也可以采用單級變換的電路形式，采用單級變換的電路形式，省掉了一級功率變換電路，單級變換的電路方案較2級變換的升壓輸出變換的工作方式有許多優(yōu)點(diǎn)。本文采用了二級變換的電路形式。下圖給出了本文所采用的方案的特點(diǎn)以及控制芯片UC3854的內(nèi)部結(jié)構(gòu)。 4、 功率電路校正

23、器工作原理分析和電路參數(shù)的設(shè)計(jì) 1、有源功率因數(shù)校正主電路參數(shù) 由于穩(wěn)態(tài)時一個周期內(nèi)電感平均電壓為0，即Vinton+(Vin-Vo)toff=O。這里，ton、toff分別是一個周期T內(nèi)開關(guān)管G的導(dǎo)通和斷開時間。定義D=Tton，并稱為占空比。則有： （4-1）由于APFC電路中，輸入電壓Vin為全波整流電壓，即： （4-2） 其中Vrms是輸入電壓的有效值。這樣，占空比D應(yīng)為隨時間變化的d(t)，即(4-1)式成為： （4-3）電感電流為： （4-4）其中，P。是輸出功率。 MOS管中通過的平均電流 （4-5） 二極管中通過的平均電流 （4-6） 2、有源功率因數(shù)校正電路的控制芯片及控制原

24、理 UUC3854芯片是在ACMC控制模式的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)的。由它構(gòu)成的基本APFC電路的核心是電流調(diào)節(jié)器，APFC電路由線性乘法器、電流誤差放大器和PWM比較器組成。在電流調(diào)節(jié)器的作用下，輸入電流跟蹤輸入電壓呈正弦波形，且與輸入電壓同相?？刂齐娐分饕捎眉尚酒琔C3854，加外圍電路構(gòu)成，UC3854內(nèi)部原理框圖如圖210所示。 UC3854的管腳排列及功能 l腳 Gnd(接地腳)：所有的電壓測量都以地電平Gnd腳為參考基準(zhǔn)。供電腳Vet和基準(zhǔn)電壓腳REF均應(yīng)接一只O.1F或更大的陶瓷電容器直接到l腳(Gnd)作為旁路容。定時電容器C，也接到該腳，從振蕩器定時電容器cT到Gnd腳的引線，也應(yīng)盡

25、可能短。 2腳 PKLMT(峰值電流限制腳)：它的門限電平應(yīng)為零值(0.01V)。經(jīng)該腳接入的負(fù)電壓加到電流檢測電阻器Rs上。在2腳與REF腳腳之間接一電阻，以補(bǔ)償負(fù)極性電流檢測信號，使之升到(Gnd)地電平。 3腳 CAOut(電流放大器輸出腳)：該腳是寬頻帶電流誤差放大器的輸出端，它檢測電網(wǎng)電流，并控制脈寬調(diào)制器PWM校正電流波形。該輸出腳的電平可接近地電平，必要時允許PWM實(shí)現(xiàn)零占空比。即使控制芯片無效，電流放大器仍然維持工作。該電流放大器輸出級是一個NPN射極跟隨器，并接一只8 K電阻到1腳。 4腳 ISENSE(電流檢測負(fù)號端即輸入電流取樣信號)：該腳是電流放大器的反相輸入端。該腳與

26、正相輸入的乘法器輸出端Mult Out一起即使是在零值或低于地電平的情況下也能正常工作工作。由于它們是二極管接地保護(hù)，所以其工作電平不要低于-0.5V。 5腳 Mult Out(乘法器輸出端和電流檢測器正輸入端）：模擬乘法器的輸出端和電流放大器的正相輸入端連接在一起作為Mult Out腳，其工作電平不要低于-0.5V。由于乘法器的輸出是電流信號，它作為一個高阻抗輸入端與ISENSE腳相似，可使電流放大器構(gòu)成差分放大器以抑制地線噪聲。 6腳 IAC(交流電流輸入端即基準(zhǔn)電壓取樣信號)：該腳輸入到模擬乘法器的信號是電流信號。從IAC腳輸入到MultOut腳時乘法器失真很小，該腳用于檢測電網(wǎng)電壓，I

27、AC腳的標(biāo)稱電壓值是6V。并分別從IAC腳和整流端，IAC腳和REF腳之間接一只電阻，其間如果IAC腳和REF腳電阻值是IAC腳和整流器電阻值的四分之一，那么6V的失調(diào)電壓將被消去，電網(wǎng)電流將具有最小的交越失真。 7腳 VA Out(電壓放大器的輸出端)：該腳是調(diào)節(jié)輸出電壓的誤差放大器輸出端。像電流放大器那樣，如果芯片ENA腳或Vcc腳失效，電壓放大器仍然工作。這就是說，由于瞬時的失效周期，跨接在放大器的反饋電容器仍然進(jìn)行充電。當(dāng)電壓放大器的輸出電平低于lV時，乘法器將無輸出信號。 8腳 VRMS(電網(wǎng)電壓有效值端即前饋電壓信號)：升壓PWM的輸出值是與輸入電壓成比例的。所以當(dāng)輸入低帶寬升壓P

28、WM電壓調(diào)節(jié)器的電網(wǎng)電壓變化時，其輸出將立刻變化，并緩慢地恢復(fù)到調(diào)節(jié)電平，VRMS補(bǔ)償電網(wǎng)電壓的變化。當(dāng)最佳控制時，VRMS應(yīng)停留在1.53.5V之間。 9腳 REF(電壓基準(zhǔn)輸出端)：是一個精確值為7.5V的電壓基準(zhǔn)輸出。該腳能提供輸出給外圍電路10 mA電流信號，并受短路電流的限制。當(dāng)Vcc是低電平或者當(dāng)ENA為低電平時，該腳則失效，并將維持在0 V。為了有良好的穩(wěn)定性，應(yīng)當(dāng)用一只O.1F或更大的陶瓷電容將該腳接至Gnd。 10腳 ENA(使能控制端)：ENA是一個邏輯輸入，為PWM輸出、電壓基準(zhǔn)和振蕩器的使能控制端。ENA還能解除軟啟動嵌位，允許SS腳電壓升高。當(dāng)該腳不用時應(yīng)把ENA接到

29、+5V電源上，或者用一只22 k電阻提升其電位。 11腳 VSENSE(電壓放大器反相輸入端即輸出電壓檢測信號)：該腳通常接反饋網(wǎng)絡(luò)，并經(jīng)一個分壓器網(wǎng)絡(luò)接到升壓變換器輸出。 12腳 RSET振蕩器充電電流和乘法器限制設(shè)置端)：將RSET經(jīng)電阻接地，可以調(diào)節(jié)振蕩器的充電電流，并讓乘法器輸出為最大。乘法器輸出電流在RsET接地的電阻分壓器上的電壓值不會超過3.75V。 13腳 SS(軟起動端)：當(dāng)IC無效或Vcc太低時，SS將維持在地電平。當(dāng)Vcc和IC均有效時，SS腳電平將被內(nèi)部一個14A電流源提高到超過8V。如果SS電平低于REF電平時，SS將充當(dāng)電壓放大器的基準(zhǔn)輸入。在SS腳與Gnd腳之間接

30、一大電容，電壓誤差放大器的基準(zhǔn)電壓將緩慢升高，并將緩慢地減小PWM的占空比。萬一發(fā)出失效指令或電源跌落，SS將快速放電并使PWM無效。14腳 CT(振蕩器定時電容接入端)：該腳到地之間接入定時電容CT?？砂聪率皆O(shè)定振蕩器的工作頻率： 15腳 Vcc(正極性電源電壓)：為了保證正常工作，該腳電壓應(yīng)高于17V，穩(wěn)定電流至少為20 mA，額定值為22 V。該腳也接旁路電容到地，用于吸收對外部MOSFET柵極電容充電時產(chǎn)生的電源電流尖峰。為了防止不適當(dāng)?shù)臇艠O驅(qū)動信號，IC將阻斷輸出。直到Vcc高于欠壓鎖定門限并維持在高于較低的門限電平。 16腳 GT Dry(柵極驅(qū)動端)；PWM輸出是一個圖騰柱式MO

31、SFET柵極驅(qū)動器(GT Drv)信號。該輸出被IC內(nèi)部箝位在15V，所以Ic可工作在高達(dá)35V電壓值。采用最小為5的柵極串聯(lián)電阻，可防止柵極阻抗與GT Dry柵極驅(qū)動器輸出之間的相互影響，它會引起GT Dry輸出過沖太大。當(dāng)驅(qū)動容性負(fù)載時，某些GT Dry輸出的過沖總是會出現(xiàn)的。UC3854的工作原理：正比于輸入全波整流電壓的電流IAC和誤差放大器輸出電壓VAout，及前饋電壓VRMS在乘法器中相乘，產(chǎn)生基準(zhǔn)電流信號IMO，IM0在電阻RMO上所產(chǎn)生的壓降具有與輸入整流電壓相同的波形，輸入電流iL通過電流取樣電阻Rs，產(chǎn)生電流取樣電壓Vs，它與RMO上的電壓相減后加在電流誤差放大器的輸入端。

32、由于電流環(huán)是無差的，因此，RMS和Rs上的電壓差等于零，迫使主回路電流跟蹤輸入整流電壓的波形呈正弦波形。這一結(jié)果的實(shí)現(xiàn)是靠PWM開關(guān)電路來完成的，電流誤差放大器輸出電壓與一個三角波電壓在PWM比較器中比較后產(chǎn)生一個PWM觸發(fā)脈沖，去驅(qū)動MOSFET，脈寬調(diào)制的高頻開關(guān)電流在升壓電感L的作用下全周期向負(fù)載提供電能，而不是象普通整流電路那樣，只在電壓峰值時提供電能。3、 基于UC3854的APFC電路參數(shù)設(shè)計(jì)規(guī)范： 輸出功率 POMAX=100W 輸入電壓 VRMS=220V 輸出電壓 一級：V0=400V 二級：V=5V 頻率 f=50 Hz 開關(guān)頻率 fs=50 kHz。 （1）主電路設(shè)計(jì) 1

33、）升壓電感器最大峰值線路電流IPK(PIN=POMAX時)為141/220=0.64A 紋波電流I按下式計(jì)算，即有0.2*0.64=0.128A 低電網(wǎng)線路電壓時經(jīng)整流的峰值電壓VIN(pk)=1.414*220=282V，則在IPZ時的占空因數(shù)(400-282.8)/400=0.293(282.8*0.293)/(50000*0.128)=12.94mH這里L(fēng)取為12mH 2)輸出電容器 輸出電容器電容C0的典型值一般按每瓦l2F確定。記t為維持時間(秒)，Vl是最小輸出電容器電壓，則 200F t 一般取15ms 50ms ，這里取30ms ； 3)選擇功率管MOSFET及續(xù)流二極管 對于

34、MOSFET，為了使管子有較寬的工作區(qū)，將按照電路可能工作的最嚴(yán)重情況選擇額定參數(shù)。輸入電壓為VIN(pk)=282V，POMAX=100W，功率管額定電流 0.6A通常考慮兩倍裕量，故管子的額定電流值取為2A。因此，主MOSFET選擇為irfp460，它的主要參數(shù)是500 V23 A。對于續(xù)流二極管，二極管額定電流2A同樣考慮兩倍的額定裕量，則取二極管的額定電流值為4 A。所以選擇HFAl5TB60型續(xù)流二極管，其主要參數(shù)為15 A600V，恢復(fù)時間是42 ns。 4)電流傳感檢測電阻RS 對RS的電壓VRS，要求保持在峰值電壓上，其典型值低于l V。IPK（max）為在IPK上疊加了紋波電

35、流I后的峰值，應(yīng)有 0.64+0.064=0.704A 則檢測電阻 1.4取RS=1.4。這樣，計(jì)算實(shí)際的峰值電流限制電壓0.704*1.4=0.985V 5)設(shè)置獨(dú)立的峰值電流限制 RPKI和RPK2是分壓器中的電阻。RPKl的典型值是10K，RPK2的確定需要設(shè)置獨(dú)立的峰值電流來得到。這里，一般選取峰值電流的過載值IPK（OV）為5.6A，電壓4.6*1.4=7.84V則電阻RPK2按下式計(jì)算得到：（7.84*10K）/7.5=10k6）乘法器的設(shè)置乘法器的輸出電流Imo與它的輸入電流IAC、前饋電壓VRMS。及電壓誤差放大器的輸出電壓VAOUT之間的關(guān)系是 其中，Km為一個系數(shù)，并取Km

36、=1。乘法器的設(shè)置需要設(shè)計(jì)與IAC和VRMS相應(yīng)的電路參數(shù)。 a前饋電壓分壓器 這里需要確定的電路參數(shù)有Rff1、Rff2、Rff3、Cff1及Cff2。當(dāng)APFC電路的輸入電壓為VIN(min)時，VRMS=1.414V，Vff2約為75V。VIN(min)的平均值VAV×O.9。Rff1、Rff2和Rff3將根據(jù)這里得到的VRMS、Vff并由如下的兩個方程確定。解此二方程得到Rff1=136k，Rff2=4k以及Rff3=1k。電容Cff1和Cff2按如下二式計(jì)算確定：其中，Gff2THD66.2=00227，。這樣，計(jì)算得到Cff1=4.7F和Cff2=20F。 b選擇RVAC

37、求出最大峰值線路電壓1.414*220V=311V乘法器最大輸入電流為600A，則RVAC=311/(600*10-6)=518.3k取RVAC為520K。 c選擇RB1 RB1是一個偏置電阻。在乘法器中，RVAC與RBl構(gòu)成了一個分壓器，VREF為RB1上的電壓。按照給定的分壓比，有RBl=O25RVAC。這樣，計(jì)算得RB1=130k，則取RB1為130k。 d選擇RSET RSET按下式進(jìn)行計(jì)算：其中，IAC(min)-VIN(min)RVAC=1.414*220(520k)=600A。這樣，計(jì)算的RSET為3.1k。 e選擇Rmo Rmo上的電壓必須等于低電網(wǎng)線路輸入電流限制時Rs上的電

38、壓，因此（0.98*1.12）/（2*0.598）=0.92k本文取Rmo為0.92k。 7)確定CT電容CT由RSET和開關(guān)頻率fs決定，有1.25/(3.1K*50KHz)=8nF 8)電流誤差放大器的補(bǔ)償 a電流誤差放大器在開關(guān)頻率上的增益 當(dāng)輸入電壓為零，即Boost電路的輸入、輸出電壓差最大時，電感電流下降的斜率最大，為。這時，電感電流流過取樣電阻Rs所產(chǎn)生壓降的斜率也最大，。這個斜率乘以電流誤差放大器在開關(guān)頻率時的增益，必須等于振蕩器輸出斜坡電壓的斜率。（400*1.4）/（12*10-3*50*103）=0.993V誤差放大器的增益可以由下式給出：5.2/0.993=5.57其中

39、，V1是振蕩器斜坡的峰-峰值幅度。 b反饋電阻器Rcz Rcz根據(jù)Rcz=GCA×RCI計(jì)算得9.45k，其中RCI為1.4k。 c確定電流環(huán)穿越頻率fCI(400*1.4*7.8)/(5.2*2*12*10-3*1.4)=7.95KHz1/(2*7.9k*7.8k)=2570pF這里取CCZ=2500pF e選擇CCP 電壓誤差放大器的極點(diǎn)頻率必須在fs/2以上，這樣1/(2*50k*7.8k)=408pF取CCP=400pF 9)電壓誤差放大器得補(bǔ)償 a輸出紋波電壓 由于輸出端采用了脈動補(bǔ)償方式，根據(jù)第三章的分析，取VOPK=1V。 b電壓誤差放大器在二次紋波的增益 VOPK必須減少到電壓誤差放大器輸出所允許的紋波電壓。這就需要設(shè)置電壓誤差放大器在二次諧波頻率上增益值，并由如下公式計(jì)算：對于UC3854控制芯片，VVEA是4V，電壓誤差放大器輸出端允許的紋波電壓失真總量UH為O.015。這樣GVA=（4×0.015)1=0.06。c反饋電容CVF 求出設(shè)置電壓誤差放大器增益的組件值，Rv。是一個適當(dāng)?shù)娜我庵?，選取RV1=511 k，則l(2*120*511k*0.06)=0.051F取CVF=0.05F。 d設(shè)置直流輸出電壓 輸出電壓經(jīng)RVI、RVD分壓后與基準(zhǔn)電壓VREF比較，則=511*7.5/(400-7.5)=9.76 k，