全差分運算放大器設計

1、全差分運算放大器設計岳生生（200403020126）一、 設計指標以上華0.6um CMOS 工藝設計一個全差分運算放大器，設計指標如下： 直流增益 ： 80dB 單位增益帶寬 ： 50MHz 負載電容 ： 5pF 相位裕量 ： 60度 增益裕量 ： 12dB 差分壓擺率 ： 200V/us 共模電壓 ： 2.5V (VDD=5V) 差分輸入擺幅 ： 4V二、 運放結構選擇 運算放大器的結構重要有三種：（a）簡單兩級運放，two-stage。如圖2所示；（b）折疊共源共柵，folded-cascode。如圖3所示；（c）共源共柵，telescopic。如圖1的前級所示。本次設計的運算放大器的

2、設計指標要求差分輸出幅度為4V，即輸出端的所有NMOS管的之和小于0.5V，輸出端的所有PMOS管的之和也必須小于0.5V。對于單級的折疊共源共柵和直接共源共柵兩種結構，都比較難達到該要求，因此我們采用兩級運算放大器結構。另外，簡單的兩級運放的直流增益比較小，因此我們采用共源共柵的輸入級結構?？紤]到折疊共源共柵輸入級結構的功耗比較大，故我們選擇直接共源共柵的輸入級，最后選擇如圖1所示的運放結構。兩級運算放大器設計必須保證運放的穩(wěn)定性，我們用Miller補償或Cascode補償技術來進行零極點補償。三、 性能指標分析1、 差分直流增益 (Adm80db)該運算放大器存在兩級：（1）、Cascod

3、e級增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12）第一級增益 第二級增益整個運算放大器的增益： 2、 差分壓擺率 （200V/us）轉換速率（slew rate）是大信號輸入時，電流輸出的最大驅動能力。 定義轉換速率SR：1）、輸入級： 單位增益帶寬，可以得到 所以 其中 因此提高兩級運算放大器轉換速率的可以盡可能增大管子M1的有效電壓。2）、輸出級： 該運算放大器的轉換速率3、 靜態(tài)功耗：該運放沒有功耗指標，這里我們以15mW為例簡單分析。運放的靜態(tài)功耗靜態(tài)功耗確定了整個電路的靜態(tài)電流最大值：我們將該電流分配到電路的不同地方。例如，100ua給偏置電路，2900ua歸兩級放大

4、電路。4、 相位裕度 60度，單位增益帶寬40MHz假設運放只有兩個極點P1、P2。（實際上，會有更多的極點，同時還會在右半平面或者左半平面的零點）。由于密勒補償電容Cc的存在， P1和P2將會分開很遠。假設，這樣在單位增益帶寬頻率處第一極點引入-90度相移，整個相位裕度是60度。所以第二極點在單位增益帶寬頻率處的相移為-30度。另外，主極點，開環(huán)增益為得到高的單位增益帶寬，應該使非主極點最大化。5、 共模負反饋：CMFB 對于全差分運放，為了穩(wěn)定輸出共模電壓，應加入共模負反饋電路。在設計輸出平衡的全差分運算放大器的時候，必須考慮到以下幾點： 共模負反饋的開環(huán)直流增益要求足夠大，最好能夠于差分

5、開環(huán)直流增益相當； 共模負反饋的單位增益帶寬也要求足夠大，最好接近差分單位增益帶寬； 為了確保共模負反饋的穩(wěn)定，一般情況下要求進行共?；芈费a償； 共模信號監(jiān)測器要求具有很好的線性特性； 共模負反饋與差模信號無關，即使差模信號通路是關斷的。該運算放大采用連續(xù)時間方式（Continuous-Time Approach）來實現(xiàn)共模負反饋功能。如圖4所示。 該結構共用了共模放大器和差模放大器的輸入級中電流鏡及輸出負載。這樣，一方面降低了功耗；另一方面保證共模放大器與差模放大器在交流特性上保持一致。因為共模放大器的輸出級與差模放大器的輸出級可以完全共用，電容補償電路也一樣。只要差模放大器頻率特性是穩(wěn)定的

6、，則共模負反饋也是穩(wěn)定的。這種共模負反饋電路使得全差分運算放大器可以像單端輸出的運算放大器一樣設計，而不用考慮共模負反饋電路對全差分放大器的影響。6、 電壓偏置電路：寬擺幅電流源（如圖5所示） 在共源共柵輸入級中需要三個電壓偏置，為了使得輸入級的動態(tài)范圍大一些，圖中的寬擺幅電流源來產(chǎn)生所需要的三個偏置電壓。根據(jù)寬擺幅電流源的設計要求，必須滿足：7、 Miller補償電阻電阻Rc可以單獨用來控制零點的位置，主要有以下幾種方法：I、 將零點搬移到無窮遠處，消除零點，Rc必須等于。II、 把零點從右半平面移動到左半平面，并且落在第二極點上。這樣，輸出負載電容引起的極點就去除了。這樣做必須滿足以下條件

7、： 得到電阻值為III、 把零點從右半平面移動到左半平面，并且使其稍微大于單位增益帶寬頻率。比如超過20 因為 得到電阻值為四、 手工計算在0.6um工藝庫文件中得到工藝參數(shù)：1、 確定Miller補償電容為了保證相位裕量有60度，我們要求第二極點和零點滿足以下兩個條件：則，.這里，我們取Cc2PF。2、 確定兩級放大器中的工作電流共模負反饋的輸入端電流與差模輸入端相同，因此輸入級的工作電流由于有一些寄生電容，預留一些余量，我們取，則。輸出級工作電流為，。同樣，由于一些寄生電容，預留一些余量取。3、 計算放大管的跨導根據(jù)全差分Slew Rate要求，M1管的有效電壓，M2管的跨導 根據(jù)第二極點

8、是單位增益帶寬的兩倍，M9管的跨導 。取，M9管的有效電壓4、 電流源偏置管和Cascode管的尺寸假定電流源偏置管M13、M11、M12、M7和M8，和Cascode管M3-M6的有效電壓Veff0.3V，這樣可以計算出所有管子的尺寸參數(shù)。 假定，則 M11-M12管子的有效電壓， 假定，則 假定，則 假定，則 Cascode管M3的跨導為，5、 Miller補償電阻Rc的確定我們將零點從右半平面移到左半平面，并且使其為單位增益帶寬頻率的1.2倍，則6、 偏置電路的管子尺寸根據(jù)所有MOS的有效電壓，我們可以計算出配置電壓Vb1Vb4的值。偏置電流Ibias=25uA,計算可以得到MB1-MB

9、12管的尺寸為，7、 共模負反饋的管子尺寸共模反饋放大器輸入級與差模放大器輸入級相匹配，直流工作電流相同。為了提高增益也采用Cascode結構，因此管子尺寸為，8、 開環(huán)增益的確定假設NMOS管與PMOS管的相等，得到五、 HSPICE仿真1、 配置電路的DC工作點分析。部分網(wǎng)表：VDD VDD 0 DC 5X1 VDD 0 vb1 vb2 vb3 SOURCE_B.SUBCKT SOURCE_B 9 0 vb1 vb2 vb3MB1 1 1 0 0 CMOSN L=2U W=10UMB2 2 1 0 0 CMOSN L=2U W=10UMB3 vb2 1 0 0 CMOSN L=2U W=1

10、0UMB4 2 2 9 9 CMOSP L=1U W=2.5UMB5 vb1 2 4 4 CMOSP L=1U W=10UMB6 6 2 5 5 CMOSP L=1U W=10UMB7 4 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10UMB8 5 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10UMB9 vb2 vb2 vb1 vb1 CMOSP L=1U W=10UMB10 6 vb3 7 0 CMOSN L=2U W=10UMB11 7 6 0 0 CMOSN L=2U W=10UMB12 vb3 vb3 0 0 CMOSN L=2U W=2.5UMB13 vb3 2 8 8 CMOSP

11、L=1U W=10UMB14 8 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10UIbias 9 1 dc 25u.ENDS 觀察其.lis如下：觀察到mb11管子處于Linear區(qū)。要使mb11處于飽和區(qū)有三種方法：I、根據(jù)：在電流不變的情況下，增大比，從而減小使管子進入飽和區(qū)。但這樣破壞了寬擺幅的條件，因此得不到寬擺幅輸出。 II、其它不變，減小，從而減小使管子進入飽和區(qū)。 III、上面兩種方法都是減小使管子進入飽和區(qū)的，同樣我們可以用增大的方法來使管子進入飽和區(qū)。減小比，在流過mb12管子的電流不變的情況下，增大了,從而提高了mb10管子的柵極電壓。因為流過mb10管子的電流不變，其寬長

12、比也沒變，所以不變，從而增大了使管子進入飽和區(qū)。本次設計采用減小比的方法。取。 修改后仿真結果如下所示：2、 放大器DC工作點與AC特性分析根據(jù)手工計算的結果，編寫輸入網(wǎng)表，在輸入端為2.5V共模電壓的情況下，進行直流工作點的分析，對某些管子進行修改和調整。手工計算和HSPICE仿真的管子尺寸及相關參數(shù)如下表1所示。表1 、管子尺寸、工作電流和有效電壓MOS管W/L（計算值）IdsVeffW/L（仿真）IdsVeffM1、M2、M786u/2u269uA0.624V100u/3u245 uA0.629VM3、M4129u/1u404 uA0.372V200u/1u368 uA0.285VM5、

13、M660u/1u404 uA0.304V60u/1u368 uA0.290VM7、M860u/1u403 uA0.325V60u/1u368 uA0.301VM9、M10100u/1u1.4mA0.456V100u/1u927 uA0.355VM11、M12390u/1u1.4mA0.400V260u/1u927 uA0.399VM13、M14174u/1u538uA0.389V51u/3u490 uA0.388VM15、M1643u/2u135uA0.627 V51u/3u123 uA0.626VM1886u/1u267 uA0.370 V133u/1u244 uA0.284VM1940u/

14、1u267 uA0.305V40u/1u244 uA0.290VM2040u/1u267 uA0.324V40u/1u244 uA0.301VMB1、MB2、 MB310u/2u25 uA0.276V10u/2u25 uA0.276VMB42.5u/1u26 uA0.854V2.8u/1u26.4 uA0.790VMB5、MB6、 MB1310u/1u25.8 uA0.363V10u/1u25 uA0.356VMB7、MB8、 MB1410u/1u25.8 uA0.376V10u/1u25 uA0.374VMB910u/1u25.8 uA0.354V1.3u/1u25 uA1.34VMB105

15、u/1u26 uA0.274V5u/1u25.5 uA0.270VMB115u/1u26 uA0.288V5u/1u25.5 uA0.280VMB121.25u/1u26 uA0.684V1u/1u25.45 uA0.785V調整后，放大器的功耗為14.8mW。I、AC特性圖，如下圖6所示：圖6、AC 特性圖 由圖6可知：直流增益：80dB；單位增益帶寬：74.5MHz；相位裕度：80度； II、階躍特性 放大器擺率如下圖7所示。圖7、壓擺率 由圖7知道，放大器的開環(huán)壓擺率為：236.6V/us。3、 以下是最終的收入網(wǎng)表Telescopic opamp.option post=2 numdg

16、t=7 tnom=27.lib E:yss133cmos_emulatecmos_libCSMC_HJ_06UM_CMOS.LIB TTVDD vdd 0 DC 5CL1 Vop 0 5pCL2 Von 0 5pV1 Vcm 0 2.5V2 Vinn 0 dc 2.5 V3 Vinp 0 dc 2.5 ac 1 *pwl (0 0 10n 0 10.1n 5 100n 5 200n 5 200.1n 0 300n 0 ) X1 VDD vb1 vb2 vb3 SOURCE_BX2 vdd vb1 vb2 vb3 Vcm Vinp Vinn Vop Von CASCODE_AMP.SUBCKT

17、SOURCE_B 9 vb1 vb2 vb3MB1 1 1 0 0 CMOSN L=2U W=10UMB2 2 1 0 0 CMOSN L=2U W=10UMB3 vb2 1 0 0 CMOSN L=2U W=10UMB4 2 2 9 9 CMOSP L=1U W=2.8UMB5 vb1 2 4 4 CMOSP L=1U W=10UMB6 6 2 5 5 CMOSP L=1U W=10UMB7 4 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10UMB8 5 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10UMB9 vb2 vb2 vb1 vb1 CMOSP L=1U W=1.3UMB10 6 v

18、b3 7 0 CMOSN L=1U W=5UMB11 7 6 0 0 CMOSN L=1U W=5UMB12 vb3 vb3 0 0 CMOSN L=1U W=1UMB13 vb3 2 8 8 CMOSP L=1U W=10UMB14 8 vb1 9 9 CMOSP L=1U W=10UIbias 9 1 dc 25u.ENDS SOURCE_B.SUBCKT CASCODE_AMP 1 vb1 vb2 vb3 Vcm Vinp Vinn Vop VonM1 3 Vinp 2 2 CMOSP L=3U W=100UM2 4 Vinn 2 2 CMOSP L=3U W=100UM3 5 vb2

19、3 3 CMOSP L=1U W=200UM4 6 vb2 4 4 CMOSP L=1U W=200UM5 5 vb3 7 0 CMOSN L=1U W=60U M6 6 vb3 8 0 CMOSN L=1U W=60UM7 7 vcmfb 0 0 CMOSN L=1U W=60UM8 8 vcmfb 0 0 CMOSN L=1U W=60UM9 Vop 5 0 0 CMOSN L=1U W=100UM10 Von 6 0 0 CMOSN L=1U W=100UM11 Vop vb1 1 1 CMOSP L=1U W=260UM12 Von vb1 1 1 CMOSP L=1U W=260UM

20、13 2 vb1 1 1 CMOSP L=1U W=160UM14 10 vb1 1 1 CMOSP L=1U W=160UM15 3 Vcm 10 10 CMOSP L=3U W=51UM16 4 Vcm 10 10 CMOSP L=3U W=51UM17 11 9 10 10 CMOSP L=3U W=100UM18 vcmfb vb2 11 11 CMOSP L=1U W=133UM19 vcmfb vb3 13 0 CMOSN L=1U W=40U M20 13 vcmfb 0 0 CMOSN L=1U W=40U C1 Vop 14 1pC2 Von 15 1pC3 Vop 9 1p

21、C4 Von 9 1pR1 14 5 2.8kR2 15 6 2.8kR3 9 Vop 40kR4 9 Von 40k.ENDS CASCODE_AMP .OP.ac dec 100 100 1g .print ac vdb(Vop) vp(Vop)*.tran 1n 300n*.print tran v(vop).end4、 電路仿真調整時，一些問題的解決。I、 在整個調試中，我發(fā)現(xiàn)telescopic式放大器的偏置電壓很關鍵，但是發(fā)現(xiàn)Vb2手算電壓為2.1v，設計偏置電路時，得到的結果也和2.1v很接近。但放大器上的Vb2電壓卻應該比2.1v小都多才有宜提高直流增益和單位增益帶寬，最后調整MB9為W/L=1.3u/1u使Vb2下降到1.235v。經(jīng)過對數(shù)據(jù)的比較分析得到，對于第一級