六開關(guān)非隔離型雙降壓光伏并網(wǎng)逆變器共模漏電流抑制研究.docx

1、六開關(guān)非隔離型雙降壓光伏并網(wǎng)逆變器共模漏電流抑制研究潘力李紅偉，代云中'，杜程茂2(1.西南石油大學(xué)電氣信息學(xué)院，四川成都610500；2.重慶大學(xué)電氣工程學(xué)院，重慶400044)摘要：共模漏電流的抑制是非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器需要解決的關(guān)鍵問題。雙降壓逆變器克服了傳統(tǒng)橋式逆變器上下橋臀的直通問題，能夠避免驅(qū)動信號死區(qū)引入的低次諧波。提出一種六開關(guān)非隔離型雙降壓并網(wǎng)逆變器拓撲，分析了其電路工作原理，并給出了其相應(yīng)的半周W腔制策略，使共模電壓保持恒定，有效抑了系統(tǒng)共模漏電流。最后通過仿真駒正了所提逆變器電路結(jié)構(gòu)和對共模漏電流分析的正確性。關(guān)鍵詞:光伏并網(wǎng)逆變器：非隔離型雙降壓：無橋臂直通問

2、題：共模電壓:共模漏電流中圖分類號:TM464文獻標志碼:A文章編號:2096-4145(2019)02-0043-04ResearchonCommon-modeLeakageCurrentSuppressionforNon-isolatedDual-buckPhotovoltaicGrid-connectedInverterwithSixPower-switchPANLi1,LIHongwei1,DAIYunzhong',DUChengmao2(1.SchoolofElectricalEngineeringandInformalion,SoulhwesiPetroleumUniver

3、sityChengdu610500,China：2.SchoolofElectricalEngineering,ChongqingUniversity»Chongqing400044,China)Abstract:Common-modeleakagecurrentneedstobesuppressedinnon-isolatedphotovoltaicgrid-connectedinverter.Thedualbuckfull-bridgeinverterhasnoproblemwithshoot-through,thusavoidinglow-orderharmonicinthed

4、eadtime.Thepaperproposesanovelnon-isolateddualbuckgrid-connectedinvertertopology,analyzestheprincipleofthecircuitworking,andproposesthesemi-periodiccontrolstrategythatkeepsthecommon-modevoltageconstant,effectivelysuppressingthecommon-modeleakagecunentofthegrid-connectedinverter.Atlast,thecorrectness

5、ofthenewinvertertopologyandthetheoreticalanalysisonthecommon-modeleakagecur-rentisverifiedbysimulationresults.Keywords:photovoltaicgrid-connectedinverter；non-isolateddual-buck；noshoot-throughproblemininverter：common-inodevokage；common-modeleakagecurrcni(973Program)(20I3CB228203)隔離型光伏并網(wǎng)逆變器(Non-isolat

6、edPhotovol-taicGrid-ConnectedInverter,NPGCI)具有體積小、成本低和效率高等優(yōu)點時。但由于NPGCI沒有隔離變壓器來實現(xiàn)電氣隔離，光伏電池板與電網(wǎng)間存在回路，當共模電壓變化時，會產(chǎn)生較大的共模漏基金項日：國家重點塊礎(chǔ)研究發(fā)展計劃(973計劃)資助項日(2OI3CB2282O3)ProjectSupportedbyNationalKevBasicResearchProgramofChina電流。德國VDE-0126-1-1標準規(guī)定光伏系統(tǒng)漏電流有效值必須小于300mA%因此共模漏電流抑制是NPGCI必須解決的關(guān)鍵技術(shù)之一。同時，為了使光伏發(fā)電系統(tǒng)能經(jīng)濟、穩(wěn)

7、定運行，要求并網(wǎng)逆變器(Grid-ConnectedInverter,GCI)具有較高的可靠性、效率和電能質(zhì)量。典型的單相拓撲包括H尹和H伊,這2類橋式GCI同橋臂的開關(guān)管存在直通問題，須設(shè)置死區(qū)時間，而死區(qū)的存在會引入低次諧波，降低進網(wǎng)電流的電能質(zhì)量若功率管采用金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor,MOSFET),續(xù)流電流流過MOSFET的體二極管，該二極管反向恢復(fù)特性很差，(1)點為網(wǎng)側(cè)接地點，N點為直流電壓負端。圖1NDPGCI-6拓撲Fig.1NDPGCI-6topology從圖2中可以看出，共模漏電流W

8、表示為：'g-5山結(jié)合式(1)和式(2)式可知，若/如,在整個工頻周期內(nèi)保持恒定，即農(nóng)“為常數(shù)，則能有效抑制共模漏電流。(3)2調(diào)制策略與共模漏電流的抑制為減小器件的開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗，提高逆變器效率，NDPGCI-6工作于半周期運行模式，使Si、降低了逆變器的效率叫。雙降壓半橋逆變器(DualBuckHalf-BridgeInverter,DBHBI)'山具有無橋臀直通問題、開關(guān)管無需設(shè)置死區(qū)的優(yōu)點，但DBHBI輸入直流電壓利用率只有傳統(tǒng)全橋逆變器的一半。文獻1【提出一種雙降壓全橋并網(wǎng)逆變器(DualBuckFull-BridgeGrid-ConnectedInverter,

9、DBFBG-Q)。DBFBGCI在同橋臂的兩開美管間引入了濾波電感，由于電感電流不能突變，因此，同橋臂功率管無需設(shè)置死區(qū)時間；采用半周期調(diào)制方式減小了功率管的開關(guān)損耗及導(dǎo)通損耗；旦續(xù)流回路不經(jīng)過體二極管，可提高逆變器的可靠性。但對其工作原理分析后表明，DBFBGCI共模電壓不穩(wěn)定，若將其用于光伏并網(wǎng)系統(tǒng)，會引發(fā)較大的共模漏電流。鑒于上述GCI電路拓撲的缺陷，本文提出一種六開關(guān)非隔離型雙降壓全橋并網(wǎng)逆變器(NonisolatedDual-buckPhotovoltaicGrid-ConnectedInverterwithSixPower-switches,NDPGCI-6)。經(jīng)過對NDPGCI-

10、6的拓撲結(jié)構(gòu)進行共?；芈贰⒄{(diào)制策略、共模漏電流和工作模態(tài)的分析，得出該逆變器在半周期調(diào)制策略下，正、負半周期共模電壓保持恒定，不產(chǎn)生共模漏電流：通過在Matlab/Simulink中進行仿真試驗，驗證了所提逆變器拓撲對共模漏電流抑制的正確性，并能獲得較好的并網(wǎng)電流。1NDPGCI-6拓撲及其共模漏電流分析1.1NDPGCI-6電路拓撲本文基于DBFBGCI提出的NDPGCI-6電路如圖1所示。圖1中，為主功率開關(guān)管，知u為電網(wǎng)電壓農(nóng)為光伏電池直流輸入電壓，C”為光伏電池板對地寄生電容，乙為接地阻抗；L”LuL,為濾波電感；D”D：,D“D,為獨立高性能二極管；分別為上下2個橋臂的中點，C點為L

11、左臂點，G與DBFBGCI相比較，NDPGCI-6在直流電壓正、負兩端各加了1個開關(guān)管S,和&，但減少了阻尼電阻R和濾波電容G,并不會增加成本；網(wǎng)側(cè)采用LpUL,電感濾波可消除并網(wǎng)逆變器的差模電田叫1.2NDPGCI-6共模漏電流的分析為分析NDPGCI-6的共模漏電流，需建立其共模諧振等效電路。G、，具有隔離直流電源的作用，因此共模漏電流篇僅與交流電壓源有關(guān)。當不考慮直流電源嬪對U的影響時，NDPGCI-6的共模諧振等效電路如圖2所示。其中,岫岫岫，瞄分別為圖1中A,B,C,G點處對直流電壓負極N之間的圖2共模諧振等效簡化電路Fig.2Simplifiedequivalentmode

12、lofcommon-moderesonantcircuit為消除GCI的差模電壓，令L2=L廣L'7',由圖2(a)可以看出，正半周期NDPGCI-6為對稱濾波電感電路。此時，NDPGCI-6的共模漏電流3主要取決于高頻交流激勵電源，如和“礎(chǔ)產(chǎn)生的等效共模電壓“邱,的作用根據(jù)文獻7|的對稱濾波電感電路分析可得NDPGCI-6正半周期的略為：="an+"郵*Km2從圖2(b)可以看出，負半周期NDPGCI-6為不對稱濾波電感電路，根據(jù)文獻7J對非對稱濾波電感電路分析可得NDPGCI-6在負半周期的站加為：(2)&在正半周期工作，&、S.,在負半

13、周期工作。為使逆變器共模電壓保持恒定，從而有效抑制共模漏電流，本文采用了單極性正弦波脈寬調(diào)制（Sine-wavePulseWidthModulation,SPWM）策略，單極性SPWM調(diào)制波的正（負）半周期僅有正（負）的電壓脈沖，開關(guān)管SLSf.驅(qū)動波形和輸出電壓I隊B（USN-Ubn）,Ucg的波形如圖3所示。&的驅(qū)動信號在正半周期與S,相同，在負周期與&相同；為單極性三角載波，J為調(diào)制波。圖3S,又驅(qū)動波形輸出電壓波形Fig.3IdealwaveformsofimprovedinverterwithunipolarSPWM為分別分析NDPGCI-6在正負半周期的工作情況，為

14、并網(wǎng)電流，設(shè)其從A點流向B點時為正。同時，并忽略電感壓降的影響m。根據(jù)的方向和&項,的開關(guān)情況，NDPGCI-6在1個工頻周期內(nèi)可分為4種工作模態(tài)。工作模態(tài)等效電路如圖4所示。2.1工作模態(tài)I當板00、&、&$6胸，S2、S,關(guān)斷時,為工作模態(tài)I，其等效電路如圖4（a）所示。此時臨、Ss、S、和&構(gòu)成正向充電閉合回路，正向增加。從圖4（a）可以看出：%=+奴如.，="州=+血（5）“礎(chǔ)=0（6）將式和式代入式可得工作模態(tài)I的共模電壓瞄為:圖4NDPGCI-6各工作模態(tài)等效電路Fig.4EquivalentcircuitofworkingmodesofN

15、DPGCI-62.2工作模態(tài)II當AX）,S,、S6導(dǎo)通，&、S3、&、Ss關(guān)斷時，為工作模態(tài)II，其等效電路圖如圖4（b）所示。此時Si、D?、和D,構(gòu)成正向放電續(xù)流回路，4湖正向減小。因此，實現(xiàn)了逆變器在正向續(xù)流階段電網(wǎng)與直流電壓的隔離。該續(xù)流通路不通過性能較差的體二極管，減小了反向恢復(fù)損耗，可提高逆變器效率和可靠性唯從圖4(b)可以看出：M=0當&與&為相同類型的開關(guān)管時，&與&的電壓應(yīng)力相同"岫，即:vs,=vs<式中，和"分別為開關(guān)管£與&兩端電壓。根據(jù)圖4(b),由基爾霍夫電壓定律可得：%、

16、，=，"此，m«.v=VS4(10)"an=llBN聯(lián)立式式(10)式可得：1(11)ANav2將心和"代入(1)式可得工作模態(tài)II的共模電壓Mcvm：u=知+"明=如(12)<£(n222.3工作模態(tài)III當*<0、&3$、&導(dǎo)通，拓,關(guān)斷時，為工作模態(tài)III，其等效電路圖如圖4(c)所示。此時"、&、&、5、L、L、Si和&構(gòu)成反向充電閉合回路，讓負向增加。從圖4?？梢钥闯觯横?一嬪(13)uCN=0(14)wC1V=-Ucg=+w<k(15)將式(14)和式(1

17、5)代入式可得到工作模態(tài)III的共模電壓心=(16)2.4工作模態(tài)IV當、<0&&、&導(dǎo)通,S&S'關(guān)斷時，為工作模態(tài)IV,其等效電路圖如圖4(d)所示。此時如訕、L,、L,、D、&和D,構(gòu)成反向放電續(xù)流回路，曲負向減小，實現(xiàn)了逆變器在負向續(xù)流階段電網(wǎng)與直流電壓的隔離。對圖4(d)分析可以得到：妃=()(17)從圖4(d)可知，C點對N點電壓知=+%G點對N點電壓阮、=+妃。將如代入式(2)可得模態(tài)IV的為：瞄=瞄="&(18)2.5總結(jié)分析從2.12.4小節(jié)分析可得NDGCI-6的開關(guān)狀態(tài)及”如表I所示。表1NDGCI-

18、6開關(guān)狀態(tài)及模態(tài)電壓Tab.1Switchingstatesandn«,ofNDGCI-6對NDPGCI-6的有效共模電壓分析知：(1) 模態(tài)LII具有相同的MKm=奴/2。由于恒定，當不考慮開關(guān)管結(jié)電容對等效共模電壓人m的影響時，根據(jù)式(3),NDPGCI-6在模態(tài)I.II的共模漏電流篇如式(19),其中，是小單位時刻，&心是/內(nèi)心的變化量。(2) 模態(tài)IILIV具有相同的等效共模電壓“頓=嬪。同理，根據(jù)式可知，NDPGCI-6在模態(tài)IILiv的y為:因此，NDPGCI-6可抑制正半周期和負半周期的共模漏電流。3Matlab/Simulink仿真驗證為驗證NDPGCI-6對

19、共模漏電流抑制的有效性在Matlab/Simulink環(huán)境卜搭建了并網(wǎng)逆變器仿真模型，系統(tǒng)示意圖如圖5所示。采用并網(wǎng)電流負反饋P【控制叩闈，對并網(wǎng)電流M，采樣并與參考電流見作差，該誤差信號通過PI模塊生成調(diào)制信號，此調(diào)制信號與三角載波比較得到開關(guān)管的SPWM驅(qū)動信號。逆變器仿真模型主要參數(shù)電路參數(shù)如表2所示。圖5NDPGCI-6并網(wǎng)控制示意圖Fig.5NDPGCI-6gridconnectioncontroldiagram參數(shù)知/VUZVL9Li9Li/mH3!nF數(shù)值380220445表2仿真參數(shù)Tab.2Simulationparameters(c)虬.、.虬,、和，的仿N波形圖6仿真波形

20、Fig.6Simulationwaveforms圖6為NDPGCL6的試驗波形。圖6(a)中13通道依次為在1個周期內(nèi)知的仿真試驗波形，可以看出心V在正半周期內(nèi)在380V與190V這2個值跳變，加在正半周期內(nèi)為在0V與190V這2個值跳變，整個正半周期內(nèi)瞄與河的和穩(wěn)定在380V左右，代入式可知，整個正半周期內(nèi)，等效共模電壓如=約為190V；圖6(b)為圖6(a)中虛線框所示的放大波形；圖6(c)中,“佃在負半周期內(nèi)為38OV,代灘(2)可知，整個負半周期內(nèi)，等效共模電壓妃m約為380V,驗證了前文對NDPGCI-6共模電壓分析的正確性。圖6(d)為入網(wǎng)電流L、電網(wǎng)電壓Ug和共模漏電流心仿真試驗

21、波形，可以看出，4與Ug保持同相位，幅值為5A；從共模漏電流的仿真試驗波形可以看出，共模漏電流的值保持在-100mA-100mA之間，滿足VDE-0126-1-1規(guī)定的標準。仿真試驗驗證了對NDPGCI-6等效共模電壓和共模漏電流分析的正確性，解決了傳統(tǒng)電路會產(chǎn)生較大的漏電流問題。(b)正半周局部放大波形4結(jié)論通過對本文提出的NDGCI-6的電路結(jié)構(gòu)、共模漏電流研究得出以下結(jié)論：(1) SPMW調(diào)制策略使開關(guān)管處于半周期工作模式，降低了開關(guān)損耗；且續(xù)流回路電網(wǎng)電流不經(jīng)過性能較差的開關(guān)管體二極管。因此與DFGI類似，NDGCI-6具有高效率和高可靠性的優(yōu)點。(2) NDGCI-6在整個工頻周期內(nèi)

22、的模態(tài)I、模態(tài)II的瞄.為皿，模態(tài)III和模態(tài)IV的瞄為妃2,正、負半周期的共模電壓均為恒值。因此，NDGCI-6可消除DFGI正半周期存在的共模漏電流。(3) 考慮開關(guān)管結(jié)電容時，共模漏電流的抑制情況將變得復(fù)雜。當NDGCI-6I作模態(tài)變化時，開關(guān)管結(jié)電容會引起如，如和J的波動,由此產(chǎn)生的影響將作為下一步的研究方向之一。參考文獻IWUTF,MISRAM,UNLC,clal.AnimprovedresonantfrequencybasedsystematicLCLfilterdesignmethodforgrid-connectedinvertcr|J|.IEEETransactionsonI

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