移相全橋開關電源設計

1、基于DSP2812設計的全橋開關電源 (1)類別：電子綜合 閱讀：968 引言 高頻開關電源以其重量輕、體積小、高效節(jié)能、輸出紋波小、容量大等優(yōu)點，在通訊和低電壓行業(yè)得到了廣泛的應用，且逐步在電力系統(tǒng)中得到應用。尤其隨著電信業(yè)的迅猛發(fā)展，電信網絡總體規(guī)模不斷擴大，網絡結構日益復雜先進，作為通訊支撐系統(tǒng)的通訊用基礎電源系統(tǒng)，市場需求逐年增加，其動力之源的重要性也日益突出。龐大的電信網絡高效、安全、有序的正常運行，對通信電源系統(tǒng)的品質提出了越來越嚴格的要求，推動了通信電源向著高效率、高頻化、模塊化、數(shù)字化方向發(fā)展。近年來，由于軟開關技術的不斷發(fā)展與成熟，已逐步應用在開關電源中，尤其在中大功率的全橋

2、變換器中應用最為廣泛，這使電源轉換效率得到提高。由于傳統(tǒng)模擬控制電路結構復雜，一經設計完成其控制策略就不能改變等缺點的存在，數(shù)字式控制方式得到發(fā)展。并隨著開關電源在通訊，監(jiān)控等功能上的擴展，數(shù)字電源已逐步取代傳統(tǒng)模擬電源。 1 系統(tǒng)框圖圖1為軟開關全橋變換開關電源拓撲。虛線框以內為控制電路，虛線框以上為主電路。主電路主要包括輸入整流濾波、功率因數(shù)校正，全橋變換電路、高頻變壓器、輸出濾波電路?？刂齐娐分饕刹蓸与娐贰⒖刂坪捅Ｗo單元、監(jiān)控單元等組成，并為了保證控制電路及相關電路正常工作還必須包括輔助電源。 本電源采用ZVSPWM拓撲，單相220V交流輸入，經過PFC模塊后為直流400V，主功率管采

3、用MOSFET管，控制部分由DSP控制電路，電壓電流雙閉環(huán)控制。輸出采用全波整流并進行無源LC濾波。 2)全橋變換器設計全橋變換器電路如圖3所示。該拓撲中MOS管采用IRFB20N50，流過的最大電流為20A，最大電壓為500V。 本電源采用ZVSPWM拓撲，單相220V交流輸入，經過PFC模塊后為直流400V，主功率管采用MOSFET管，控制部分由DSP控制電路，電壓電流雙閉環(huán)控制。輸出采用全波整流并進行無源LC濾波。2 主電路設計針對48V20A的通訊高頻開關電源，其主電路采用移相式全橋變換器拓撲。移相全橋軟開關控制器具有恒頻軟開關運行、移相控制實現(xiàn)方便、電流和電壓應力小、巧妙應用寄生電容

4、等優(yōu)點。移相控制作為全橋變換器特有的一種控制方式，是指保持每個開關管的導通時間不變，同一橋臂的開關管的相位互差180。然而對于全橋變換器來說，當只有對角的開關管同時導通時主變壓器才輸出功率。所以可以通過調節(jié)對角的兩個開關管導通重疊角的寬度來進行穩(wěn)壓控制，而在功率器件環(huán)流期間，它又利用變壓器的漏感以及功率半導體器件的結電容或者外加的附加電感電容的諧振來實現(xiàn)功率管的零電壓或者零電流換流。1）有源PFC設計有源功率因數(shù)校正技術的基本思想是在整流電路與濾波電容之間加入DCDC變換，通過適當控制使輸入電流的波形自動跟隨輸入電壓的波形，使輸入阻抗呈純阻性，即通過控制開關元件，切換濾波電感和濾波電容充放電能

5、量實現(xiàn)功率因數(shù)的提高。本設計中采用的是平均電流控制Boost功率因數(shù)校正電路，PFC控制芯片采用NCP1653。該PFC控制芯片的主要工作原理是同時控制輸入電流與輸出電壓，而電流控制回路的命令是由整流后的線電壓所決定，所以可以使轉換器的輸入阻抗呈現(xiàn)電阻性。具體系統(tǒng)原理圖如圖2所示。2）全橋變換器設計全橋變換器電路如圖3所示。該拓撲中MOS管采用IRFB20N50，流過的最大電流為20A，最大電壓為500V。3）驅動電路設計驅動電路如圖4所示。PWM輸出與驅動芯片之間采用安華高公司生產的高速光藕HCPL一0710，它的速度可達到15M。驅動芯片采用國際整流器公司的IR2181，該芯片具有速度快，

6、驅動電壓高等特點，特別適用于驅動MOSFET、IGBT等器件。4）主變壓器的選擇高頻變壓器是DCDC變換器的核心元件，其作用有三點：能量轉換、電壓變換和輸入輸出之間的隔離。變壓器設計的好壞不僅影響變壓器本身的發(fā)熱和效率，同時也影響到開關電源的技術性能和可靠性。同時，許多其他主電路元件的參數(shù)設計都依賴于變壓器的參數(shù)。因此，在主電路拓撲確定以后首先應該進行的是變壓器的設計。其設計步驟為：a、變壓器匝比的計算；b、變壓器磁芯的選擇；c、繞組匝數(shù)的計算；d、繞組導線規(guī)格的計算。（1）匝比的計算設定K為變壓器原副邊匝比，Udc（min）為輸入電壓的最小值，Dmax為副邊最大占空比，Uo為輸出直流電壓，U

7、D為輸出整流二極管的通態(tài)壓降，ULf為輸出濾波電感Lf上的直流壓降。考慮到移相控制方案存在副邊占空比丟失現(xiàn)象，選擇副邊最大占空比為0.85，Uin（min）為PFC輸出電壓的最小值380V，假設輸出整流二極管通態(tài)壓降為1.5V，輸出濾波電感上的直流壓降為0.5V，則可根據(jù)經驗公式 所以實際中取K=7（2）磁芯的計算在計算好匝比以后，可以根據(jù)以下經驗公式求解，Ae為磁芯磁路截面積；Ac為磁芯窗口面積；PT為變壓器傳輸功率；fs為開關頻率；B為磁芯材料所允許的最大磁通密度的變化范圍；dc為變壓器繞組導線的電流密度；kc為繞組在磁芯窗口中的填充因數(shù)。并且我們將本設計中電源的參數(shù)代入求之得 根據(jù)以上的

8、計算并根據(jù)鐵氧體磁芯生產產家提供的技術手冊，我們可以選擇PQ5050磁芯，可以滿足要求。其中Ap=14.2024cm42.4cm4（3）匝數(shù)的計算選取好磁芯后，先計算副邊繞組匝數(shù)。 選定N2=4，根據(jù)匝比我們可以選定N1=28。（4）導線規(guī)格的選擇根據(jù)所計算的原副邊電流值，并考慮集膚效應，采用電流密度為4Amm2的導線，可以計算得出所需導線的截面積為0.89mm2的，因此可以采用銅導線來進行繞制，通過分析計算可以得出，我們采用0.4銅線8股并繞28圈作為初級繞組，因副邊有兩組繞組，所以通過它的電流有效值為0.632Io=12.64，所以其繞組截面積為3.16mm2，所以采用0.4銅線26股并繞

9、4圈作為次級繞組。5）諧振電感設計諧振電感用來實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關，為開關管的零電壓開關提供足夠的能量。為實現(xiàn)滯后橋臂的零電壓開關，必須滿足 其中Lr是諧振電感，I是滯后橋臂開關管關斷時原邊電流的大小，CDS是開關管漏源極電容，Udc是母線直流電壓。 其中諧振電感值按07倍滿載以上實現(xiàn)零電壓開關設計，取負載電流為2A(取滿載電流的10)時濾波電感的電流臨界連續(xù)，即式中的脈動量為4A。開關管IRFB20N50的漏源極電容為85pF。所以將上述結果代入經驗公式可以得到 6）輸出濾波電路設計（1）輸出電感的選擇電感將決定在輸出側紋波電流的大小，且它的值與紋波電流的大小有關。電感值是以輸入側的交流

10、電流峰值所決定的。而交流側的峰值電流是出現(xiàn)在電壓為最小值時，根據(jù)一般的經驗考慮電感上的紋波電流取交流側峰值電流的20，所以。根據(jù)下述經驗公式可以得到電感L。 電感電流出現(xiàn)最大峰值時的占空比為（2）輸出電容的選擇輸出電容的選擇應滿足最大輸出紋波電壓u的要求，而輸出紋波幾乎完全由濾波電容的等效串聯(lián)電阻的大小決定，通常通過選擇合適的等效串聯(lián)電阻來滿足輸出紋波電壓的峰一峰值的，這里取u為0.1V。因此有另外，對于鋁電解電容器，在很大容值及額定電壓范圍內，其ResrCf的乘積基本不變，為5010-68010-6。根據(jù)ResrCf的平均值來求解Cf，即實際選用三個60V1000F的電解電容器并聯(lián)。3 系統(tǒng)的軟件設計主控制器采用DSP處理芯片，外擴16位高速AD采樣，以滿足實時要求，控制算法采用模糊自適應PID控制算法?？刂瞥绦蛑饕芍鞒绦蚝椭袛喑绦蚪M成。中斷包括定時器周期中斷、定時器下溢中斷、比較單元比較中斷。其中，每個比較單元均會在一個對稱PWM周期內產生兩次匹配，一次匹配在前半周期的遞增計數(shù)期間，另一次匹配在后半周的遞減計數(shù)期間，所以兩個比較單元會在一個PWM周期內通過四次中斷完成PWM輸出跳變。4 結束語以設計一款48V20A的數(shù)字通信開關電源為目標，通過對開關電源技術的深入研究，提出了以Boost型功率因數(shù)校正電路和移相全橋軟