開關(guān)電源有源功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)1

1、第1章 緒論1.1 課題研究的目的意義隨著電子科學(xué)技術(shù)的發(fā)展和應(yīng)用，電子設(shè)備的種類越來越多，其中電源應(yīng)經(jīng)成為這些電子設(shè)備不可缺少的一部分。同時(shí)，他們對電源的要求也越來越高。近年來，開關(guān)電源以效率高，功率密度高，電壓調(diào)整度高，體積小，重量輕等諸多優(yōu)點(diǎn)而在電源領(lǐng)域中占據(jù)主導(dǎo)地位。然而，開關(guān)電源多數(shù)是通過整流器與電力網(wǎng)相接的，經(jīng)典的整流器是由二極管或晶閘管組成的非線性電路。這樣就造成開關(guān)電源的輸入阻抗呈容性，網(wǎng)側(cè)輸入電壓和輸入電流間存在較大相位差，輸入電流嚴(yán)重非正弦，并呈脈沖狀，故功率因數(shù)極低，諧波分量很高，給電力系統(tǒng)帶來嚴(yán)重的諧波污染。為此國際電工委員會(huì)為各種電子設(shè)備制定了相應(yīng)的諧波標(biāo)準(zhǔn)，我國國內(nèi)

2、的有關(guān)委員會(huì)也提出了相應(yīng)的諧波標(biāo)準(zhǔn)。傳統(tǒng)的整流電路因?yàn)橹C波遠(yuǎn)遠(yuǎn)超標(biāo)而面臨前所未有的挑戰(zhàn)1-3。為了保證開關(guān)電源的輸入電流諧波能夠達(dá)到諧波標(biāo)準(zhǔn)的要求，綠化電網(wǎng)環(huán)境，功率因數(shù)校正（Power Factor Correction, PFC）技術(shù)已經(jīng)成為當(dāng)今電力電子學(xué)領(lǐng)域十分活躍和頗具研究價(jià)值的熱點(diǎn)。直接接入電網(wǎng)的開關(guān)電源應(yīng)用已經(jīng)非常普遍，一般來說其前置級AC/DC變換部分都采用圖1-1所示的二極管橋式整流加大容量電路電容濾波電路。其中整流器電容濾波器電路是一種非線性元件和蓄能元件的組合，當(dāng)輸入交流電壓的電位較低時(shí)，負(fù)載所需的電能由蓄能電容提供，交流電壓源本身并不提供電流；當(dāng)輸入交流電壓的電位較高時(shí)，

3、交流電壓源直接向蓄能電容充電。因此，盡管輸入的交流電壓是正弦波，但是輸入的交流電流卻呈脈沖狀，波形嚴(yán)重畸變，如圖1-2所示。 由此可見，如果大量的應(yīng)用這種整流電路，則要求電網(wǎng)提供嚴(yán)重畸變的非正弦電流。若將這些脈沖狀的輸入電流做傅里葉級數(shù)分析，可得它的展開式如下： （1-1） 式表明輸入電流中含有大量的奇次諧波如圖1-3所示，這反映了開關(guān)電源這類裝置網(wǎng)測電流有較大的畸變。兩側(cè)電流畸變越嚴(yán)重，開關(guān)電源功率因數(shù)也就越低，一般地，功率因數(shù)約為0.50.65.同時(shí)，如果大量的電流諧波分量倒流入電網(wǎng)，則一方面會(huì)使電網(wǎng)中的諧波噪聲水平提高，造成電網(wǎng)的諧波“污染”，另一方面會(huì)產(chǎn)生“二次效應(yīng)”，即電流流過線路阻

4、抗形成諧波電壓降，反應(yīng)過來使得電網(wǎng)電壓（原正弦波）也發(fā)生畸變。這些效應(yīng)嚴(yán)重時(shí)會(huì)造成電路故障，損壞變電設(shè)備，例如使得線路或配電變壓器過熱；諧波電流引起電網(wǎng)的LC諧振，或高次諧波電流流過電網(wǎng)中的高壓電容，使之流過、過壓而爆炸；在三相電路中，中線流過三相諧波電流的疊加，使中線過流而損壞;諧波對電機(jī)除了增加附加損耗外，還會(huì)產(chǎn)生附加的諧波轉(zhuǎn)矩，造成機(jī)械振動(dòng)，影響電機(jī)的正常運(yùn)行;由于常規(guī)測量儀器是設(shè)計(jì)工作在正弦電壓和正弦電流下的，對非正弦電壓或電流的測量產(chǎn)生附加誤差，影響測量精度;電力線路中的諧波電流通過電場藕合、磁場藕合或共地藕合可以對通訊線路造成干擾等等。從上個(gè)世紀(jì)九十年代開始，這些問題逐漸引起了人們

5、的重視，因此發(fā)展出了各種新技術(shù)，來降低電流諧波含量，增加功率因數(shù)以保證電網(wǎng)的安全和可靠運(yùn)行7。 實(shí)踐表明，在增加開關(guān)電源類裝置的功率因數(shù)，降低電流諧波含量方面，有源功率因數(shù)校正(APFC)技術(shù)是應(yīng)用最為廣泛和行之有效的方法。在我國對于電流諧波的要求規(guī)范、標(biāo)準(zhǔn)還不健全，有源功率因數(shù)校正技術(shù)的研究也是方興未艾，但是它的重要性已經(jīng)得到了廣泛的認(rèn)可?？傊诟鞣N用電設(shè)備中采用APFC技術(shù)來提高功率因數(shù)，提高效率，提高可靠性，減少電源的整機(jī)成本，以及提高產(chǎn)品的競爭力方面都具有十分重要的意義。 1.2有源功率因數(shù)校正技術(shù)國內(nèi)外現(xiàn)狀 近年來，隨著國內(nèi)外的電力電子器件和功率電子學(xué)的快速發(fā)展，電力系統(tǒng)的發(fā)展也取

6、得了長足的進(jìn)步。如今，電力電子技術(shù)作為一項(xiàng)重要的電子學(xué)技術(shù)，已經(jīng)成為了推動(dòng)未來科學(xué)技術(shù)發(fā)展的不可或缺的力量。但是，在電力電子學(xué)飛速發(fā)展的今天，有一個(gè)重大的障礙阻礙著電力電子學(xué)的發(fā)展，這一障礙就是用電設(shè)備所產(chǎn)生的諧波污染，為了減少諧波的產(chǎn)生降低諧波污染的危害，徹底攻克這一難題，使電力電力技術(shù)繼續(xù)快速發(fā)展，越來越多的研究人員開始研究有效的抑制諧波這一課題。這一技術(shù)不僅可以有效的減小電流諧波，而且還可以改善功率因數(shù)，降低諧波污染的危害。在現(xiàn)在的電力設(shè)備中得到了十分廣泛的應(yīng)用。最開始使人們注意到電網(wǎng)中非線性感性負(fù)載會(huì)產(chǎn)生諧波，感性負(fù)載有:我們常用于照明的熒光燈、一些交流電動(dòng)機(jī)、以及各種電磁開關(guān)等。正是

7、因?yàn)檫@些感性負(fù)載的大量使用，使得電網(wǎng)中產(chǎn)生了大量的諧波。最初，人們是將電容器并聯(lián)到這些感性負(fù)載的兩端，并通過這些電容產(chǎn)生的容性無功對電力設(shè)備產(chǎn)生的感性無功進(jìn)行補(bǔ)償，從而實(shí)現(xiàn)了校正的目的。功率因數(shù)校正技術(shù)主要可以分為兩大類:分別是有源功率因數(shù)校正技術(shù)以及無源功率因數(shù)校正技術(shù)。為了提高AC/DC變換器輸入功率因數(shù)，早期采用電感器和電容器構(gòu)成的無源網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行功率因數(shù)校正，即無源功率因數(shù)校正技術(shù)(Passive Power Factor Correction，簡稱PPFC)，常用結(jié)構(gòu)是在整流器和電容之間串聯(lián)一個(gè)濾波電感，或在交流側(cè)接入諧振濾波器。該方法電路結(jié)構(gòu)簡單、成本低，但由于尺寸大，重量大難以得到高

8、功率因數(shù)，輸入諧波電流的抑制效果也不是很好，而且工作性能與頻率、負(fù)載變化及輸入電壓變化有關(guān)。因此，該技術(shù)主要應(yīng)用于功率小于300W、對體積和重量要求不高的場合。 由于無源功率因數(shù)校正技術(shù)的局限性，到80年代，隨著功率半導(dǎo)體器件的發(fā)展，開關(guān)變換技術(shù)突飛猛進(jìn)，現(xiàn)代有源功率因數(shù)校正(Active Power FactorCorrection，簡稱APFC)技術(shù)誕生，它是在整流橋和負(fù)載之間接入一個(gè)DC/DC變換器，應(yīng)用電流反饋技術(shù)使輸入端電流跟蹤交流輸入的正弦電壓波形，其輸入電流THD可以降到_5%以下，功率因數(shù)可提高到0.99以上，而且具有穩(wěn)定的直流輸出電壓。80年代是現(xiàn)代有源功率因數(shù)校正技術(shù)發(fā)展的

9、初級階段，此間研究工作主要集中在連續(xù)導(dǎo)電模式(ContinuousConduction Mode簡稱CCM)下的Boost變換器上。這類變換器的各種控制方式一般是基于所謂“乘法器”(Multiplier)的原理。連續(xù)導(dǎo)電模式下的功率因數(shù)校正技術(shù)可以獲得很大的功率轉(zhuǎn)換容量，但對于大量應(yīng)用于200W以下的中、小功率容量的情形，卻不是非常合適的，因?yàn)檫@種方式往往需要比較復(fù)雜的控制方式和電路。 80年代末提出了利用工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式(Discontinuous Conduction Mode簡稱DCM)下的變換器進(jìn)行功率因數(shù)校正，由于該技術(shù)的輸入電流自動(dòng)跟隨輸入電壓，因而可實(shí)現(xiàn)接近1的輸入功率因數(shù)，

10、同時(shí)因其控制策略簡單、功率開關(guān)實(shí)現(xiàn)零電流開通(ZCS),避免快恢復(fù)二級管的反相恢復(fù)電流而受到青睞。但由于器件的電流應(yīng)力較大，導(dǎo)通損耗較高，電感電流峰值易受噪聲干擾等缺點(diǎn)，一般不能應(yīng)用于較大的功率變換中。 90年代后，有源功率因數(shù)校正技術(shù)取得長足的發(fā)展。從單相功率因數(shù)校正技術(shù)發(fā)展到電壓跟隨器型功率因數(shù)校正技術(shù)以及軟開關(guān)功率因數(shù)校正技術(shù)。到1995年，實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)技術(shù)和通常的APFC技術(shù)結(jié)合，以提高功率因數(shù)校正電路的性能。從此，不斷有新穎的功率因數(shù)校正原理(空間矢量調(diào)制;模糊控制等);新穎的控制方法(可變導(dǎo)通時(shí)間控制法;等面積控制法;非線性載波控制法;線性峰值電流控制法;平均電流控制法;三相單開關(guān)

11、電路控制波形占空比進(jìn)行優(yōu)化調(diào)制法;用電容積分電壓值來模擬表示電感電流值法等);新穎的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)出現(xiàn)。APFC控制芯片也由分體電路發(fā)展到集成電路，Unitrode, Motorola, Silicon, Simens,Fairchild等公司相繼推出了各種有源功率因數(shù)校正控制芯片，極大地簡化了有源功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)，APFC技術(shù)由理論研究發(fā)展到實(shí)用階段。在APFC結(jié)構(gòu)方面，1992年以前多為兩級，前一級將輸入電流盡量整形接近正弦波，使其諧波盡可能小，稱之為功率因數(shù)校正級，后一級主要為負(fù)載提供一個(gè)穩(wěn)定的輸出，兩級APFC的校正效果比較理想，但存在元件多、成本高、電路效率低等問題。在199_5年以

12、后，單級APFC被提出，把功率因數(shù)校正和輸出電壓調(diào)節(jié)兩級結(jié)合在一起，能量只被處理一次，用一個(gè)控制器就能同時(shí)完成輸入功率因數(shù)校正和輸出電壓調(diào)節(jié)功能。單級APFC的輸入電流不是非常接近正弦波形，因此這種技術(shù)還需要進(jìn)一步的研究和發(fā)展。而我國APFC技術(shù)研究起步較晚，目前仍取得不少發(fā)展。1994年有關(guān)學(xué)會(huì)組織了APFC技術(shù)的專題研討會(huì)。小功率帶APFC的開關(guān)電源也開始進(jìn)入實(shí)用階段，個(gè)別單位開始小批量生產(chǎn)，其PF值達(dá)到0.99 THD<807o。我國國家技術(shù)監(jiān)督局也在1993年頒布了國家標(biāo)準(zhǔn)GB/T 14549-93電能質(zhì)量公用電網(wǎng)諧波。近年來，APFC技術(shù)的研究熱點(diǎn)主要集中在以下幾個(gè)方面:(1)

13、軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用。為了減小變換器體積，提高開關(guān)頻率，降低開關(guān)損耗，將DC-DC變換器中的軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用到APFC變換器中。此舉還可以減小開關(guān)管和二極管高頻開關(guān)導(dǎo)致的EMIo(2)新的控制方法和控制方式。針對APFC變換器提出的一些新的控制方法，如單周期控制、滑?？刂?、非線性載波控制等等?？梢院喕刂七^程，提高控制性能。(3 )APFC電路的建模與仿真研究。(4)三相APFC的拓?fù)浜涂刂品绞降难芯?。主要集中在如何簡化三相APFC變換器的主電路，各相之間的解藕控制，以及控制方式的簡化。(5)單片機(jī)和DSP控制的有源功率因數(shù)校正技術(shù)。 總之，成本低、結(jié)構(gòu)簡單、容易實(shí)現(xiàn)，并且具有高輸入功率因數(shù)、高效率

14、、低EMI的APFC變換器是研究人員追求的最終目標(biāo)。1.3論文研究內(nèi)容 隨著電子科學(xué)技術(shù)的飛速發(fā)展，開關(guān)電源等電力電子裝置得到了廣泛的應(yīng)用。同時(shí)，這些傳統(tǒng)的開關(guān)電源因?yàn)楣β室驍?shù)低而對電網(wǎng)造成了污染，因此，研制具有APFC電路的高效率開關(guān)電源已經(jīng)成為當(dāng)務(wù)之急。 本文在對開關(guān)電源有源功率因數(shù)校正技術(shù)有關(guān)理論研究的基礎(chǔ)上，明確了本文研究的對象一一平均電流控制Boost型APFC電路。然后用電流注入法對Boost型有源功率因數(shù)校正電路進(jìn)行小信號建模;設(shè)計(jì)了輸出功率為_SOOW的基于UC38_54芯片的開關(guān)電源前置級有源功率因數(shù)校正電路;最后用仿真軟件MATLAB/Simulink對其進(jìn)行建模，仿真和分

15、析，說明了有源功率因數(shù)校正技術(shù)在提高功率因數(shù)，減少電網(wǎng)諧波，綠化電網(wǎng)環(huán)境方面有著巨大的作用。同時(shí)，在有源功率因數(shù)校正方面還有著廣闊的空間等著我們?nèi)ダ^續(xù)研究。本文具體研究的內(nèi)容如下:(1)從理論上系統(tǒng)地分析有源功率因數(shù)校正電路的原理和特點(diǎn)，為后續(xù)電路的設(shè)計(jì)與仿真打好基礎(chǔ)。(2)分析有源功率因數(shù)校正電路的不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并對其進(jìn)行比較，確立Boost變換器為本文研究的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。(3)分析有源功率因數(shù)校正電路幾種常用的控制策略，并從中尋找適合本文研究的控制策略。(4)用電流注入法對Boost型有源功率因數(shù)校正電路的主電路和控制電路分別進(jìn)行小信號建模。(5)采用芯片UC38_54，設(shè)計(jì)一個(gè)具體、實(shí)用的

16、帶APFC功能的試驗(yàn)電路，并給出相關(guān)元件的參數(shù)及要求。(6)運(yùn)用MATLAB/Simulink對所設(shè)計(jì)的電路進(jìn)行建模、仿真和分析，驗(yàn)證電路設(shè)計(jì)及其控制策略的正確性。第二章系統(tǒng)方案的設(shè)計(jì)2.1系統(tǒng)設(shè)計(jì)思路有源功率因數(shù)校正(APFC)技術(shù)是在整流橋和負(fù)載之間接入一個(gè)DC/DC變換器，采用電流反饋技術(shù)使輸入端電流跟蹤交流輸入的正弦電壓波形，其輸入電流THD可以降到5%以下，而功率因數(shù)可提高到0.99以上。其基本工作原理是通過控制電路強(qiáng)迫交流輸入電流波形跟蹤交流輸入電壓波形，從而實(shí)現(xiàn)交流輸入電流波形正弦化，并與交流輸入電壓波形同步，其作用相當(dāng)于一個(gè)純電阻。由于采用了有源器件如MOSFET等，因而稱之為

17、有源功率因數(shù)校正。有源功率因數(shù)校正是抑制電流諧波，提高功率因數(shù)最有效的方法，其原理框圖如2-1所示。其基本思想是:交流輸入電壓經(jīng)全波整流后，對所得的全波整流電壓進(jìn)行DCIDC變換，通過適當(dāng)控制使輸入電流平均值自動(dòng)跟隨全波整流后的電壓波形，使輸入電流正弦化，同時(shí)保持輸出電壓穩(wěn)定。APFC電路一般都有兩個(gè)反饋控制環(huán):內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，使DC/DC變換器的輸入電流與全波整流電壓波形相同;外環(huán)為電壓環(huán)，使DC/DC變換器輸出穩(wěn)定的直流電壓。APFC的工作原理如下:主電路的輸出電壓U。和基準(zhǔn)電壓Ure:比較后，送給電壓誤差放大器，整流電壓檢測值和電壓誤差放大器的輸出電壓信號共同加到乘法器的輸入端，乘法器的輸

18、出則作為電流反饋控制的基準(zhǔn)信號，與輸入電流檢測值比較后，經(jīng)過電流誤差放大器，其輸出再經(jīng)過PWM比較器加到刪極驅(qū)動(dòng)器，以控制開關(guān)管s的通斷，從而使輸入電流(即電感電流)1L的波形與整流電壓U的波形基本一致，使電流諧波大為減少，提高了輸入端功率因數(shù)。由于功率因數(shù)校正器同時(shí)保持輸出電壓恒定,使下一級開關(guān)電源設(shè)計(jì)更容易些。圖2-1基于變換器的電路原理圖Fig.2-2 The APFC schematic based on BOOST converter有源功率因數(shù)校正技術(shù)適應(yīng)了電力電子技術(shù)的發(fā)展方向，其主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)常用儲(chǔ)能電感L和高頻開關(guān)S組合，使輸入電流線性化，圖2-2所示為幾種常用拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其優(yōu)

19、缺點(diǎn)如下所示:(1)降壓式(BUCK )PFC，噪聲(紋波)大，濾波困難，開關(guān)管上電壓應(yīng)力大。(2)升一降壓(BOOST一BUCK ) PFC，需用兩個(gè)電子開關(guān)，電路比較復(fù)雜，采用比較少。(3)反激式(FLYBACK ) PFC，輸入、輸出之間隔離，輸出電壓可任意選擇，屬于簡單電壓型控制器，適用于150W以下的電源或鎮(zhèn)流器。(4)升壓式(CUK ) PFC，電路要兩個(gè)電感，比較復(fù)雜，一般不采用。(5)基于ZETA的PFC，輸出電流斷續(xù)，較少采用。(6)與其它電路相比，升壓式(BOOST) PFC的主要優(yōu)點(diǎn)有:輸入電流連續(xù)，EMI?。惠斎腚姼锌蓽p少對輸入濾波器的要求，并可防止電網(wǎng)對主電路高頻瞬態(tài)

20、沖擊；輸出電壓大于輸入電壓峰值，對市電電壓1 OOV(AC)的國家和地區(qū)特別適合;開關(guān)器件的電壓不超過輸出電壓值;容易驅(qū)動(dòng)功率開關(guān)，其參考端點(diǎn)(源極)的電位為OV;可在國際標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的輸入電壓和頻率廣泛變化范圍內(nèi)保持正常工作。由于BOOST電路相比較其它電路，作為PFC主電路時(shí)有以上優(yōu)點(diǎn)，所以一般經(jīng)常采用BOOST作為主電路，本文也采用BOOST電路作為主電路拓?fù)洌M(jìn)行研究設(shè)計(jì)。圖2-2幾種常見的電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2-3 Several kinds familiar topology of PFC有源功率因數(shù)校正電路按結(jié)構(gòu)可分為兩級型PFC和單級型PFC。兩級PFC電路由一個(gè)功率因數(shù)調(diào)節(jié)器(

21、PFC)和DC/DC變換器串聯(lián)而成，如圖2-3所示。前者主要負(fù)責(zé)正弦化輸入電流，使電壓電流同相位，后者主要負(fù)責(zé)調(diào)整輸出電壓，通過DC/DC變化得到可以利用的電壓。這種類型拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)有:可以在得到高輸入功率因數(shù)與低輸入電流諧波的同時(shí)，得到較好的輸出電壓特性，例如較小的輸出電壓紋波，較快的輸出電壓調(diào)整率等;可以在實(shí)現(xiàn)輸入、輸出絕緣的同時(shí)實(shí)現(xiàn)較長的掉電維持時(shí)間;電路中的能量存儲(chǔ)電容的電壓可控。但是電路較為復(fù)雜，由于能量要被處理和傳遞兩次，因此整機(jī)效率較低，需要兩套控制電路，成本較高。它的應(yīng)用場合主要有:后級電路對PFC電路的輸出特性要求較高時(shí)，或整個(gè)產(chǎn)品對輸入電流質(zhì)量要求較高的場合。一般研究中，只對

22、前一級進(jìn)行研究，使電路的功率因數(shù)盡可能接近1，減少諧波對電網(wǎng)的污染，后一級只是對前一級的輸出電壓做一變化，得到人們?nèi)粘Ｉ钪兴玫碾妷骸Ｔ诒疚闹?，主要研究兩級功率因?shù)校正電路的功率因數(shù)校正級，使功率因數(shù)達(dá)到要求的同時(shí)，穩(wěn)定輸出電壓，以便后面DC/DC變化。圖2-3典型的兩級電路變換器正激變換器Fig.2-4 The typical two stage PFC circuit (BOOST converter +forward converter)同兩級PFC電路相比，單級型的PFC電路將PFC級和DC/DC級組合在一起，只有一個(gè)開關(guān)和一套控制電路，同時(shí)實(shí)現(xiàn)對輸入電流的整形和對輸出電壓的快速調(diào)

23、節(jié)。如圖2-5所示，控制電路的作用是實(shí)現(xiàn)對輸出電壓的調(diào)節(jié)，得到穩(wěn)定的直流輸出電壓，要求電路必須具有固有的PFC功能，即在不對PFC進(jìn)行控制的情況下，輸入電流能夠完全或部分跟隨輸入電壓的正弦變化。眾所周知，在固定占空比時(shí)，工作在DCM模式的BOOST, BUCK-BOOST, SEPIC CUK, ZETA等變換器具有固有的PFC功能。為了簡化電路，大部分單級PFC變換器都是采用BOOST或BUCK-BOOST變換器，工作在DCM模式，實(shí)現(xiàn)輸入電流整形(Input-Current-Shaping ICS )。圖2-4典型的單級電路Fig.2-5 The typical single PFC ci

24、rcuit 大多數(shù)單級PFC拓?fù)淇梢灾苯訌膬杉塒FC拓?fù)浣?jīng)過簡單的組合得倒，在所有PFC變換器中，瞬時(shí)輸入功率在一個(gè)交流周期都是脈動(dòng)的。在單級功率因數(shù)校正電路中，能量只被處理與傳遞一次，只用到一個(gè)開關(guān)管，輸入電流的正弦化與輸出電壓調(diào)整在一個(gè)電路中完成。這種類型拓?fù)涞膬?yōu)點(diǎn)有:電路結(jié)構(gòu)比較簡單，成本低。但該電路存在一個(gè)致命的缺點(diǎn)，在高輸入電壓和輕載時(shí)，由于輸入能量和輸出能量瞬間不平衡而導(dǎo)致儲(chǔ)能電容Cs電壓應(yīng)力過高，因此為了滿足輸出保持時(shí)間的要求，需要大容量和高耐壓的電解電容。主要應(yīng)用于輸出功率較小的場合，或者后級對PFC電路的輸出特性要求不高的場合。 APFC的控制電路方式很多，為使控制部分簡單化

25、、小型化，己有IC廠家生產(chǎn)出各種不同性能和用途的專用集成電路，一般控制方式有兩類:利用乘法器控制法和電壓跟隨器方法。近年來，又出現(xiàn)了一種非線性控制方法，即單周期控制方法，是一種動(dòng)態(tài)控制方法。乘法器控制法包括電流峰值控制，電流滯環(huán)控制以及平均電流控制。電壓跟隨器方法包括電流連續(xù)控制模式和電流斷續(xù)控制模式。利用乘法器控制法該方法是將輸入電流、電壓、輸出電壓等反饋信號通過模擬乘法器進(jìn)行函數(shù)處理后來控制瞬態(tài)開關(guān)電流，使電流有效值與輸入電壓信號成正比，從而達(dá)到功率因數(shù)校正的目的，其基本原理見圖2-6所示。圖2-5乘法器方式電路Fig.2-6 The PFC circuit of multiplier t

26、ype (1)電流峰值控制電流峰值控制是指電感(輸入)電流的峰值包絡(luò)線跟蹤輸入電壓UDC的波形，使輸入電流與輸入電壓同相位，并接近正弦波，如圖2-6所示。該控制方法中檢測的電流是流過開關(guān)管中的電流。 (2)電流滯環(huán)控制電流滯環(huán)法控制與電流峰值法控制的差別只是前者檢測的電流是電感電流，并且控制電路中多了一個(gè)滯環(huán)邏輯控制器。邏輯控制器的特性和繼電器特性一樣，有一個(gè)電流滯環(huán)帶。所檢測的輸入電壓經(jīng)分壓后，產(chǎn)生兩個(gè)基準(zhǔn)電流:上限與下限值。當(dāng)電感電流達(dá)基準(zhǔn)下限值lmin。時(shí)，開關(guān)管導(dǎo)通斷，電感電流下降。圖2-7電感電流上升，當(dāng)電感電流達(dá)基準(zhǔn)上限值lmax時(shí)，開關(guān)管關(guān)給出了用電流滯環(huán)法控制時(shí)的電感電流波形。

27、圖2-6電流峰值控制時(shí)的電感電流波形 圖2-7電流滯環(huán)控制時(shí)的電感電流波形Fig.2-6 The inductance current wave Fig.2-7 The inductance whilewhile current peak value control hysteretic current control (3)平均電流控制平均電流控制的主要特點(diǎn)是用電流誤差放大器(或動(dòng)態(tài)補(bǔ)償器)代替電流峰值控制和電流滯環(huán)控制中的電流比較器。平均電流控制原來是用在開關(guān)電源中形成電流環(huán)(內(nèi)環(huán))，以調(diào)節(jié)輸出電流的，并且僅以輸出電壓誤差放大信號為基準(zhǔn)電流?，F(xiàn)在將平均電流法應(yīng)用于功率因數(shù)調(diào)節(jié)，以輸入整流電

28、壓和輸出電壓誤差放大信號的乘積為電流基準(zhǔn);并且電流環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流平均值，使其與輸入整流電壓同相位，并接近正弦波形。輸入電流信號被直接檢測，與基準(zhǔn)電流比較后，其高頻分量(開關(guān)頻率)的變化，通過電流誤差放大器，被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜坡比較后，給開關(guān)管控制信號，并決定了其應(yīng)有的占空比，于是電流誤差被迅速而精確地校正。由于電流環(huán)有較高的增益，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于1，容易實(shí)現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)。圖2-8給出了用平均電流控制時(shí)的電感電流波形。圖2-8平均電流控制時(shí)的電感電流波形Fig.2-9 The inductance current wave while average cu

29、rrent control電壓跟隨器方法 此方法是根據(jù)某些DC/DC變換器具有電壓“跟蹤”特性，控制開關(guān)導(dǎo)通方式，使輸入電流平均值跟蹤輸入電壓，達(dá)到功率因數(shù)校正的目的，。原理如圖2-9所示。設(shè)輸入電流為I，峰值電流為Ipeak，平均電流為Iavg，對于電感L，有由上面分析可見，此電路輸入電流具有電壓跟隨特性，根據(jù)變換器開關(guān)工作模式，該方法又可分為電流連續(xù)控制模式和電流斷續(xù)控制模式。圖2-9電壓跟隨器方式PFC電路Fig.2-10 The PFC circuit of voltage follower type (1)電流連續(xù)控制模式電流連續(xù)控制模式的輸入電流波形如圖2-10(a)所示。它采用了

30、恒定導(dǎo)通時(shí)間及零電流開關(guān)技術(shù)，使輸入電流自動(dòng)得到校正。(2)電流斷續(xù)控制模式電流斷續(xù)模式控制模式的輸入電流如圖2-10(b)所示。圖2-10電流連續(xù)與電流斷續(xù)波形Fig,2-11 Waves while current continuous and discontinuous 電壓跟隨器電路簡單，使用方便，但輸入電流波形隨輸入與輸出電壓之比值的增加而失真增大，而且開關(guān)峰值電流較大，故適合小功率場合，對與中大功率，利用乘法器控制方法有其優(yōu)越性，其開關(guān)峰值電流小，通態(tài)損耗小，效率高，但控制電路比較復(fù)雜。C.有源功率因數(shù)校正技術(shù)的其他控制方法(1)非線性載波控制技術(shù)非線性載波控制技術(shù)(NLC)不需要

31、采樣電壓，內(nèi)部電路作為乘法器，即載波發(fā)生器為電流控制環(huán)產(chǎn)生時(shí)變參考信號。這種控制方法工作在CCM模式，可用于FLYBACK,CUK，BOOST等拓?fù)渲?，其控制方法有脈沖前沿調(diào)制和脈沖后沿調(diào)制。(2)單周期控制技術(shù)圖2-11單周期控制電路圖Fig.2-12 The circuit of one-cycle control單周期控制技術(shù)(One-Cycle Control)是20世紀(jì)90年代初由美國加州大學(xué)的Keyue MSmedley提出的，它是一種不需要乘法器的新穎控制方法30。單周期控制是基于峰值電流控制的控制方式，其控制電路見圖2-11。輸出電壓經(jīng)采樣網(wǎng)絡(luò)采樣和基準(zhǔn)電壓通過誤差放大器輸出誤

32、差信號，誤差信號經(jīng)過積分器實(shí)時(shí)進(jìn)行積分。當(dāng)積分器輸出與電流采樣信號1L Rs相等時(shí)，經(jīng)過比較器輸出高電平，并通過驅(qū)動(dòng)隔離器驅(qū)動(dòng)開關(guān)管MOSFET的導(dǎo)通，輸入電流實(shí)時(shí)跟隨輸入電壓變化，達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。單周期控制方法的突出特點(diǎn)是，無論是穩(wěn)態(tài)還是暫態(tài)，它都能保持受控量(通常為斬波波形)的平均值恰好等于或正比于給定值，即能在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)有效的抑制電源側(cè)的擾動(dòng)，既沒有穩(wěn)態(tài)誤差，也沒有暫態(tài)誤差。這種控制技術(shù)可廣泛應(yīng)用于非線性系統(tǒng)的場合，不必考慮電流模式控制中的人為補(bǔ)償。 單周期控制技術(shù)可廣泛應(yīng)用于非線性系統(tǒng)的場合，現(xiàn)已在DC-DC變換器、開關(guān)功率放大器、有源電力濾波器、靜止無功發(fā)生器以及單相、三

33、相功率因數(shù)校正等方面得到大量應(yīng)用。(3)電荷泵控制技術(shù) 利用電流互感器檢測開關(guān)管的開通電流，并給檢測電容充電，當(dāng)充電電壓達(dá)到控制電壓時(shí)，關(guān)閉開關(guān)管，并同時(shí)放掉檢測電容上的電壓，直到下一個(gè)時(shí)鐘脈沖到來使開關(guān)管再次開通，控制電壓與電網(wǎng)輸入電壓同相位，并按正弦規(guī)律變化。由于控制信號實(shí)際為開關(guān)電流在一個(gè)周期內(nèi)的總電荷，因此稱為電荷控制方法。隨著變換器開關(guān)頻率的進(jìn)一步提高，功率開關(guān)、二極管以及吸收電路上的能量損失隨之增加，APFC電路的效率下降，為解決這一問題，人們開始研究各種軟開關(guān)技術(shù)，典型的如零電流開關(guān)型和零電壓開關(guān)型等。但這些技術(shù)也使得主電路和控制電路明顯復(fù)雜化。近年來還提出了一些新穎的PFC技術(shù)

34、，比如三電平PFC技術(shù)、磁放大PFC技術(shù)和不連續(xù)電容電壓模式PFC技術(shù)等。2.2設(shè)計(jì)方案確定目前，主要用來提高功率因數(shù)的方法有：電感無源濾波。這種方法對抑制高次諧波有效，但體積大，重量大，在產(chǎn)品設(shè)計(jì)中其應(yīng)用將越 來越少；逆變器有源濾波，對各次諧波響應(yīng)快，但設(shè)備造價(jià)昂貴；三相高功率 因數(shù)整流器，效率高、性能好，近年來其控制策略和拓樸結(jié)構(gòu)處于不斷發(fā)展中。單相有源功率因數(shù)校正（APFC）通常采用Boost電路，CCM工作模式，因 其良好的校正效果，目前在產(chǎn)品設(shè)計(jì)中得到越來越廣泛的應(yīng)用?？紤] 到 功率 變 換 在 752 000 W 功 率 范 圍 的 應(yīng) 用 場 合，選擇工作于連續(xù)調(diào)制模式下的平均電

35、流型升壓式 APFC 電路來實(shí)現(xiàn)較為適合。圖 1為平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正電路原理圖。圖2-13平均電流控制的Boost功率因數(shù)校正電路原理圖Fig. 1 Average current control of the boost power factor correctioncircuit diagram電路工作時(shí)檢測到電感電流iL，則得到信號iLR1，將該信號送入電流誤差放大器CA中，電流基準(zhǔn)值由乘法器輸出 z，乘法器有2個(gè)輸入，一個(gè)為x，是輸出電壓Vo/H與基準(zhǔn)電壓Vref 之間的誤差信號；另一個(gè)輸入y，為電壓DC的檢測值VDC/K，VDC為輸入正弦電壓的全波整流值。平均電流法

36、的電流環(huán)調(diào)節(jié)輸入電流平均值，使其與輸入整流電壓同相位，接近正弦波形。輸入電流信號被直接檢測，與基準(zhǔn)電流比較后其高頻分量的變化通過電流誤差放大器，被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波斜 坡比較后，給開關(guān)Tr驅(qū)動(dòng)信號，并決定其占空比，從而迅速而精確地校正電流誤差。由于電流環(huán)具有較高的增益一帶寬，使跟蹤誤差產(chǎn)生的畸變小于 1，容易實(shí)現(xiàn)接近于 1 的功率因數(shù)。第三章主電路的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)3.1主電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì) 本文功率因數(shù)校正的主要目的是: (1)通過比較不同的功率因數(shù)校正電路，說明有源功率因數(shù)校正的優(yōu)點(diǎn)，并通過比較得出平均電流控制方法的優(yōu)越性，應(yīng)用于本設(shè)計(jì); (2)只研究、設(shè)計(jì)兩級有源功率因數(shù)校正電

37、路的前一級電路; (3)采用平均電流控制方法，控制電感電流波形，使其跟蹤輸入電壓波形的相位，并為正弦波，從而得到高功率因數(shù); (4)在電路高功率因數(shù)和低諧波畸變的同時(shí)，使輸出直流電壓平滑，為后一級的設(shè)計(jì)奠定良好的基礎(chǔ)。 輸入電壓:Uin=80VAC250VAC 輸入頻率:f=50±3Hz 輸出電壓:Uo=400±lOVDC 輸出功率:Po=300W輸入電流:跟蹤輸入電壓，且為正弦波UC3854是一款高功率因數(shù)的集成控制電路，其主要特點(diǎn)如下(1)采用PWM升壓電路，功率因數(shù)達(dá)到0.99以上，THD<5%，適用于任何特性的開關(guān)器件;(2)采用通用的工作方式，無需開關(guān)，可進(jìn)

38、行前饋線性調(diào)整;(3)采用平均電流控制模式，噪聲靈敏度低，啟動(dòng)電流小;(4)采用低偏置模擬乘法器/除法器，可進(jìn)行恒頻控制;(5)采用1A圖騰柱驅(qū)動(dòng)，可提供高精度的基準(zhǔn)電壓和精確的參考電壓。UC3854芯片集成電路的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖3-1所示，它為電源提供有源功率因數(shù)校正，還按正弦的電網(wǎng)電壓來箱制非正弦的電流變化，能最佳的利用供電電流使電網(wǎng)電流失真最小。UC3854主要包含了一個(gè)電壓放大器、一個(gè)模擬乘法器、一個(gè)電流放大器、一個(gè)恒頻脈寬調(diào)制器(PWM)。另外，UC3854還包含了一個(gè)功率兼容的柵極驅(qū)動(dòng)器、7.5V參考電壓、電網(wǎng)預(yù)置器、負(fù)載變化比較器、低電源檢測器和過流比較器。圖3-1UC3854內(nèi)部結(jié)

39、構(gòu)圖Fig.3-1 UC3854 inside contractor現(xiàn)對UC3854內(nèi)部的各個(gè)功能模塊介紹如下欠壓封鎖比較器(UVLC):電源電壓Vcc高于16V時(shí)，基準(zhǔn)電壓建立，振蕩器開始振蕩，輸出級輸出PWM脈沖。當(dāng)電源電壓VCC低于1V時(shí)，基準(zhǔn)電壓中斷，振蕩器停振，輸出級被鎖死。使能比較器(EC):使能腳(10腳)輸入電壓高于2.5 V時(shí)，輸出級輸出驅(qū)動(dòng)脈沖，使能腳輸入電壓低于2.25V時(shí)，輸出級關(guān)斷。以上兩比較器的輸出都接到與門輸入端，只有兩個(gè)比較器都輸出高電平時(shí)，基準(zhǔn)電壓才能建立，器件才輸出脈沖。電壓誤差放大器(VEA):功率因數(shù)校正電路的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后，加到該放大器的反相輸入

40、端，與7.5V基準(zhǔn)電壓比較，其差值經(jīng)放大后加到乘法器的一個(gè)輸入端(A端)。乘法器(MUL ):乘法器輸入信號除了誤差電壓外，還有與已整流交流電壓成正比的電流IAC C B端)和前饋電壓Vas。電流誤差放大器(CEA):乘法器輸出的基準(zhǔn)電流Imo在Rmo兩端產(chǎn)生基準(zhǔn)電壓。電阻Rs兩端壓降與RM。兩端電壓相減后的電流取樣信號，加到電流誤差放大器的輸入端，誤差信號經(jīng)放大后，加到PWM比較器，與振蕩器的鋸齒波電壓比較，調(diào)整輸出脈沖的寬度。振蕩器(OSC):振蕩器的振蕩頻率由14腳和12腳外接電容C丁和電阻RSET決定，只有建立基準(zhǔn)電壓后，振蕩器才開始振蕩。PWM比較器(C PWM COMP ):電流誤

41、差放大器輸出信號與振蕩器的鋸齒波電壓經(jīng)該比較器后，產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號，該信號加到觸發(fā)器。觸發(fā)器(FLTP-FLOP ):振蕩器和PWM比較器輸出信號分別加到觸發(fā)器的R, S端，控制觸發(fā)器輸出脈沖，該脈沖經(jīng)與門電路和推拉輸出級后，驅(qū)動(dòng)外接的功率MOSFET。基準(zhǔn)電源(REF):該基準(zhǔn)電壓受欠壓封鎖比較器和使能比較器控制，當(dāng)這兩個(gè)比較器都輸出高電平時(shí)，9腳可輸出7.5V基準(zhǔn)電壓。峰值電流限制比較器(LMT ):電流取樣信號加到該比較器的輸入端，輸出電流達(dá)到一定數(shù)值后，該比較器通過觸發(fā)器關(guān)斷輸出脈沖。軟起動(dòng)電路(SS):基準(zhǔn)電壓建立后，14,A電流源對SS腳外接電容Css充電，剛開始充電時(shí)，SS腳電壓

42、為零，接在SS腳內(nèi)的隔離二極管導(dǎo)通，電壓誤差放大器的基準(zhǔn)電壓為零，UC3854無輸出脈沖。Css充足電后，隔離二極管關(guān)斷，軟起動(dòng)電容與電壓誤差放大器隔離，軟起動(dòng)過程結(jié)束，UC3854正常輸出脈沖，發(fā)生欠壓封鎖或使能關(guān)斷時(shí)，與門輸出信號除了關(guān)斷輸出外，還使并聯(lián)在Css兩端的內(nèi)部晶體管導(dǎo)通，從而使Css放電，以保證下次起動(dòng)時(shí)Css從零開始充電?；赨C3854控制芯片的BOOST型有源功率因數(shù)校正電路的主電路及控制電路、外圍電路的電路圖，如圖3-2所示。圖3-2BOSST型APFC電路原理圖Fig.3-1 UC3854 inside contractor3.2分解電路圖3.33.4各電路器件選型參

43、數(shù)計(jì)算升壓電感L升壓電感在線路中起著能量的傳遞、儲(chǔ)存和濾波作用，并決定了輸入端的高頻紋波電流總量，且它的值與紋波電流的大小有關(guān)。電感值由輸入側(cè)的交流峰值來決定。因此按照限制電流脈動(dòng)的最小原則來確定電感值m。考慮最差的情況:輸入功率最大，輸入電壓最低。此時(shí)，輸入電流最大，紋波也最大，為了保證在這種情況下輸入電流的紋波仍然滿足要求，電感的設(shè)計(jì)應(yīng)該在輸入電壓最低的點(diǎn)進(jìn)行計(jì)算。根據(jù)前面分析可知，當(dāng)開關(guān)管S導(dǎo)通時(shí)有:其中，T，表示開關(guān)周期，fs表示開關(guān)頻率。(1) 確定輸入電流的最大峰值:當(dāng)輸入電壓最小時(shí)，輸入電流最大，令PIN=Po，有(2) 設(shè)定允許的電感電流的最大紋波IL，通常選擇在最大峰值線路電

44、流的20%左右，即允許電感電流有20%的波動(dòng)，那么有(3) 確定電感電流出現(xiàn)最大峰值時(shí)的占空比，當(dāng)輸入電壓達(dá)到峰值的時(shí)候，輸入電流也應(yīng)該達(dá)到峰值，此時(shí)的電流紋波最大，因此，應(yīng)在最小輸入電壓的峰值點(diǎn)處計(jì)算占空比，有 (4) 計(jì)算升壓電感值為:本設(shè)計(jì)實(shí)際取電感值為0.8mH。輸出電容C 選擇輸出電容時(shí)要考慮到的因素有:開關(guān)頻率紋波電流、二次諧波紋波電流、直流輸出電壓、輸出電壓紋波、維持時(shí)間，流過輸出電容器的總電流是開關(guān)頻率紋波電流的有效值和線路電流的二次諧波，通常選擇長壽命、低漏阻、能耐較大紋波電流、且工作范圍較寬的鋁電解電容，耐壓的選擇應(yīng)留有充分的余量，以避免超負(fù)荷工作。 在選擇輸出電容時(shí)，輸出

45、電壓的維持時(shí)間常常是最重要的因素。電容的維持時(shí)間是指在輸入電源被關(guān)閉之后，輸出電壓仍然保持在規(guī)定范圍內(nèi)的時(shí)間長度。本設(shè)計(jì)就以維持時(shí)間的長短為基準(zhǔn)，計(jì)算輸出電容值。維持時(shí)間是以下電參量的函數(shù):儲(chǔ)存在輸出電容器中的能量總和、負(fù)載功率、輸出電壓及能使負(fù)載工作的最小電壓。在規(guī)定范圍內(nèi)，電容的維持時(shí)間的典型值為15ms5ms，本文取維持時(shí)間t=36ms，則電容值計(jì)算為:本設(shè)計(jì)取電容值為600F。電流取樣電阻 通常有兩種方法檢測電流的方法，一種是在變換器接地線返回端串聯(lián)一個(gè)取樣電阻來檢測輸入電流;另一種是采用電流互感器。但是由于采用取樣電阻檢測輸入電流要比電流互感器成本低，它主要使用于功率和輸入電流較小的

46、場合。故本設(shè)計(jì)選用此方法來檢測輸入電流。電流取樣電阻Rs上的壓降Us作為輸入電流取樣信號，通過電流環(huán)節(jié)的調(diào)節(jié)，使輸入電流波形成正弦波。電流取樣電阻Rs上的電壓的典型值為Us=1.OV。可由以下方法求取電流取樣電阻的值。(1) 求出電感電流的最大值IPK(max)(2) 計(jì)算電流取樣電阻值Rs本文選取0.2(3) 計(jì)算峰值檢測電壓的實(shí)際值URS(PK)功率開關(guān)管及二極管 功率開關(guān)管與二極管的額定值必須確保系統(tǒng)工作的可靠性。由BOOST電路的特點(diǎn)可知，當(dāng)功率開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，二極管反向截止，流經(jīng)開關(guān)管的電流為電感電流，二極管上的反向電壓為輸出電壓;當(dāng)功率開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，二極管導(dǎo)通，開關(guān)管上的電壓為輸出電

47、壓，流經(jīng)二極管的電流為電感電流。因此在選擇功率開關(guān)管和二極管時(shí)，其額定電壓必須大于輸出電壓，額定電流必須大于電感電流的最大值。電壓考慮1.2倍的安全裕量，電流考慮1.5倍的安全裕量。輸出二極管的響應(yīng)必須要很快以減少切換時(shí)造成的損失，并使自身損耗下降。因此，在本設(shè)計(jì)中，二極管是一個(gè)快速高壓類型的二極管。則有根據(jù)以上計(jì)算，功率開關(guān)管選取東芝公司的K2611，其額定電壓為900V，額定電流為10A;續(xù)流二極管選取快恢復(fù)二極管BYM26E，其額定電壓為1 OOOV，恢復(fù)時(shí)間為75ns。峰值電流限流電阻Rpk1和Rpk2UC3854具有峰值電流限制的功能，當(dāng)輸入電流瞬時(shí)值超過最大電流限制時(shí)，使開關(guān)管關(guān)斷

48、。這個(gè)功能由RPK;和RPM組成的分壓網(wǎng)絡(luò)和峰值限制比較器來完成。Rpk1、和Rpk2的選取，一般要考慮到峰值電流的過載量，本文設(shè)過載量為0.6A，有:峰值電流過載值為:檢測電壓過載值為:通常Rpk1選為定值，典型值為1Ok，又由于基準(zhǔn)電壓UREF=7.5V，則可由分壓網(wǎng)絡(luò)得：本文取Rpk2=2k。前饋分壓電路前饋分壓電路是由RFFI 、 RFF2 、RFF3 、CFF1 、CFF2組成的一個(gè)二階RC低通濾波器，所以直流輸出電壓與半波形式的輸入電壓之平均值成正比。前饋電壓分壓網(wǎng)絡(luò)在最低輸入交流時(shí)應(yīng)確保管腳g處的電壓不低于1.414V，電容CFFI端的電壓不低于7.5V，如果最低輸入電壓低于1.

49、414V時(shí)，在IC內(nèi)部有一個(gè)內(nèi)部電流限制，使乘法器的輸出保持定值。但是乘法器的輸出電壓如果被箱制，則輸入電流波形將會(huì)產(chǎn)生大量失真，故有：常選RFF1，為定值，一般取RFF1=910 k，可解得:RFF2=86k, RFF3=2O k為了計(jì)算濾波電容，限定前饋電路對總諧波畸變的貢獻(xiàn)為1.5%，全波整流電路中二次諧波(fR=100Hz)含量大約為66.2%。因此輸入諧波失真預(yù)算百分比(濾波衰減值)為:Gff=THD/66.2%=1.5%/66.2%=0.0227。由此可得濾波電容參數(shù):乘法器的設(shè)置 乘法器是控制電路的核心，通過控制輸入電流來得到一個(gè)高的功率因數(shù)。因此乘法器的輸出是電流環(huán)的基準(zhǔn)信號，用來校正輸入電流，提高功率因數(shù)。乘法器的工作由下面方程給定，I是乘法器的輸出電流，KM=1,