IEEE80211a的OFDM基帶系統(tǒng)的FPGA設(shè)計(jì)(DOC89頁(yè))(20220202003310)

1、摘要伴隨著無(wú)線(xiàn)數(shù)據(jù)通信與多媒體應(yīng)用的不斷開(kāi)展， 無(wú)線(xiàn)傳輸系統(tǒng)對(duì)傳輸速率與 QoS 保 證等方面的要求也相應(yīng)地不斷提高。正交頻分復(fù)用 Orthogonal Frequency Division Multiplexing ，OFDM 作為一種新型的物理層傳輸技術(shù)正越來(lái)越受人們的重視，并被視 為下一代移動(dòng)通信4G中的關(guān)鍵技術(shù)。OFDM繼承了傳統(tǒng)MCM中多載波并行調(diào)制、 符號(hào)周期相應(yīng)增長(zhǎng)的特點(diǎn)，在 OFDM 的重疊多載波技術(shù)的利用下比傳統(tǒng)的非重疊多載 波技術(shù)節(jié)省將近 50%的帶寬，在循環(huán)前綴的輔助下可以實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的符號(hào)同步， 有效地將 原本頻率選擇性衰落的信道轉(zhuǎn)化為多個(gè)并行平衰落信道使用，從而 OFDM

2、 技術(shù)具有頻 譜利用率高、抗干擾能力強(qiáng)等優(yōu)勢(shì)，大大提高了傳輸效率，因此該技術(shù)在新一代的通信 中備受關(guān)注。IEEE802.11a無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)WLAN 標(biāo)準(zhǔn)作為典型的以 OFDM為物理層接入方式的 應(yīng)用系統(tǒng)，是OFDM技術(shù)的一個(gè)典型應(yīng)用，本文正是以IEEE802.11a無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)為 根底，對(duì) OFDM 基帶處理器的算法， 架構(gòu)進(jìn)行介紹和分析的根底上， 將整個(gè)系統(tǒng)的 FPGA 設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)分為多個(gè)根本通信模塊， 并給出每個(gè)模塊的具體實(shí)現(xiàn)。 采用自頂向下的 FPGA 設(shè)計(jì)方法， 在 Altera 的 Quartus II8.1 開(kāi)發(fā)環(huán)境下， 采用 Verilog 硬件描述語(yǔ)言進(jìn)行了長(zhǎng)短 訓(xùn)練序列、擾碼

3、、多速率卷積碼、交織、 16QAM 映射、導(dǎo)頻插入、 IFFT 調(diào)制、循環(huán)前 綴與加窗以及主控單元等系統(tǒng)模塊的設(shè)計(jì)；采用Modelsim SE6.5f和Matlab7.0仿真工具 對(duì)設(shè)計(jì)系統(tǒng)進(jìn)行了單元模塊仿真和系統(tǒng)仿真,并將設(shè)計(jì)的 OFDM 通信發(fā)送系統(tǒng)下載到Altera 公司的 Cyclone II 系列 EP2C8Q208C8 開(kāi)發(fā)板上進(jìn)行了系統(tǒng)測(cè)試和驗(yàn)證，并依據(jù) 系統(tǒng)軟件仿真和硬件測(cè)試的結(jié)果進(jìn)行了分析，其中重點(diǎn)研究分析了加窗與循環(huán)前綴對(duì) OFDM 系統(tǒng)性能的影響。仿真和測(cè)試結(jié)果說(shuō)明：基于IEEE802.11a無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)的OFDM通信發(fā)送系統(tǒng)符合 該標(biāo)準(zhǔn)各參數(shù)要求并能夠正確實(shí)現(xiàn)長(zhǎng)短訓(xùn)練

4、序列、 擾碼、多速率卷積碼、 交織、 16QAM 映射、導(dǎo)頻插入、 IFFT 調(diào)制、循環(huán)前綴與加窗以及主控單元等各個(gè)模塊 ,各個(gè)子模塊系 統(tǒng)軟件仿真和整體 OFDM 通信發(fā)送系統(tǒng)測(cè)試正確 , 下載測(cè)試結(jié)果正確。關(guān)鍵詞：OFDM，F(xiàn)PGA，IEEE 802.11a, IFFT，循環(huán)前綴AbstractWith wireless data com muni catio n and multimedia applicati on developme nt, the requireme nts of tran sfer rate and QOS guara ntee n eed to improve

5、accord in gly in the wireless transmission system. OFDM as a kind of new type of the physical layer transmission tech no logy is more and more get the atte nti on of people, and be treated as the key tech no logy of n ext gen erati on mobile com muni cati ons (4 G). OFDM in herited the characteristi

6、cs of multi-carrier parallel modulation Symbols cycle growth of the traditional MCM. Compared with traditi onal non-o verlapp ing multi-carrier tech no logy, the use of overlapp ing multi-carrier OFDM tech no logy can save n early 50% of the ban dwidth. using circulati on prefix can realize accurate

7、 symbol synchroni zati on, cha nge orig in ally freque ncy selective decli ne cha nnel into multiple con curre nt flat fading cha nnel effectively. so it has a good resista nee multipath fadi ng and high spectral utilizati on efficie ncy, greatly improvi ng the tran smissi on efficie ncy. so this te

8、ch no logy is the hot research topic in a new gen erati on of com muni cati on.IEEE802.11 wireless local area network (WLAN) standard as a typical application system of OFDM physical layer access mode, is a typical tech no logy OFDM applicati on. the paper research and an alyse the OFDM baseba nd pr

9、ocessor algorithm and architecture to make the whole system FPGA design and implementation divided into a number of basic com muni cati on module, and give each module of the specific impleme ntati on basis on wireless LAN IEEE802.11 standard. Using the top-down design method of FPGA, in the Quartus

10、 II8.1 of Altera developme nt en vir onment, the Verilog hardware descripti on Ian guage (Verilog HDL) has bee n accomplished to training seque nee, scrambler, multi-rate convo lutio n code, in terweave, 16QAM mapp ing, pilot in serti on, IFFT modulati on, cyclic prefix and win dowed and mai n con t

11、rol unit desig n of system module. ModelSim SE 6.5f and Matlab7.0 simulati on tools have bee n used to make system desig n and simulati on, and accomplished the desig ned OFDM com muni cati on tran smissi on system to dow nl oad to the FPGA hardware platform of Cyclone II of Altera and finished the

12、system test. Besides according to the result of system software simulation and hardware test made the analysis, Which focuses on the an alysis of widowed and cyclic for the system performa nee in flue nee of OFDM.The simulatio n and test results show that: OFDM com muni cati on send system meets the

13、 standard requirement of the wireless local area network IEEE802.11 standard. Such as raining seque nee, scrambler, multi-rate convo lutio n code, in terweave, 16QAM mapp ing, pilot insertion, IFFT modulation, cyclic prefix and windowed and main control unit, each child module system software simula

14、tio n and the overall OFDM com muni cati on send system test right, dow nl oad test results are correct.Key Words : OFDM , FPGA, IEEE 802.11a, IFFT, Circulation prefix目錄第1章緒論 .11.1 移動(dòng)通信系統(tǒng)的開(kāi)展概況 11.2 IEEE 802.11a 標(biāo)準(zhǔn)概述 .11.2.1 IEEE 802.11a物理層協(xié)議的參數(shù) .21.2.2 IEEE 802.11a物理層協(xié)議幀結(jié)構(gòu) 4第2章IEEE 802.11s物理層的OFDM技術(shù)

15、72.1 OFDM系統(tǒng)的開(kāi)展?fàn)顩r及特點(diǎn) 72.2 OFDM 系統(tǒng)的工作原理 92.2.1 OFDM 系統(tǒng)的根本模型 92.2.2 FFT在OFDM系統(tǒng)中的應(yīng)用 112.3 信道編碼技術(shù) 122.3.1 擾碼原理122.3.2 卷積碼編碼 132.3.3 交織編碼162.4 OFDM映射與調(diào)制技術(shù) 192.4.1 映射調(diào)制 192.4.2 IFFT 實(shí)現(xiàn) OFDM 調(diào)制9222.5 循環(huán)前綴與加窗技術(shù) 242.5.1 循環(huán)前綴 242.5.2 加窗262.6 OFDM 的同步信號(hào) 272.6.1 符號(hào)同步簡(jiǎn)介 272.6.2 導(dǎo)頻插入 282.6.3 訓(xùn)練序列的生成 29第3章 基于IEEE 8

16、02.11a的OFDM基帶系統(tǒng)的FPGA設(shè)計(jì)323.1 IEEE 802.11a基帶處理器的發(fā)射端總體方案設(shè)計(jì) 333.2基帶處理器的工作時(shí)鐘 353.2.1 工作時(shí)鐘分析 353.2.2 工作時(shí)鐘生成模塊的實(shí)現(xiàn) 363.3 基帶數(shù)據(jù)處理單元設(shè)計(jì) 373.3.1 擾碼器模塊的實(shí)現(xiàn) 373.3.2 多碼速卷積碼硬件結(jié)構(gòu)與實(shí)現(xiàn) 393.3.3 802.11a中的交織器的實(shí)現(xiàn) 443.4 OFDM前導(dǎo)序列設(shè)計(jì)493.4.1 訓(xùn)練序列生成模塊的實(shí)現(xiàn) 493.5 映射與 OFDM 子載波調(diào)制 553.5.1 16QAM 映射模塊的實(shí)現(xiàn) 55子載波IFFT調(diào)制模塊 573.5.3 導(dǎo)頻插入模塊的實(shí)現(xiàn) 61

17、3.6 循環(huán)前綴與加窗模塊的實(shí)現(xiàn) 653.7主控模塊設(shè)計(jì) 67第 4 章 系統(tǒng)測(cè)試與結(jié)果仿真 714.1 系統(tǒng)時(shí)鐘單元測(cè)試 714.2基帶數(shù)據(jù)處理單元仿真測(cè)試 714.2.1 并串轉(zhuǎn)換模塊測(cè)試 714.2.2 擾碼模塊的測(cè)試 724.2.3 多碼率卷積編碼模塊測(cè)試 724.2.4 交織模塊測(cè)試 724.3前導(dǎo)序列單元仿真測(cè)試 734.3.1 短訓(xùn)練序列模塊測(cè)試 73長(zhǎng)訓(xùn)練序列模塊測(cè)試 734.4映射與調(diào)制單元仿真測(cè)試 744.4.1 16QAM映射模塊測(cè)試 744.4.2 導(dǎo)頻插入模塊測(cè)試 754.4.3 IFFT調(diào)制模塊測(cè)試774.5 循環(huán)前綴仿真測(cè)試 774.6 主控模塊測(cè)試 784.7

18、OFPM 發(fā)送系統(tǒng)整體仿真測(cè)試 78結(jié)論 .80參考文獻(xiàn) .81附錄 .82致謝.83第1章緒論1.1移動(dòng)通信系統(tǒng)的開(kāi)展概況移動(dòng)通信越來(lái)越廣泛地滲透到人們的日常生活和經(jīng)濟(jì)生活中，并成為世界各國(guó)最主 要的高新技術(shù)支柱產(chǎn)業(yè)之一同時(shí)人們對(duì)移動(dòng)通信的各種需求與日俱增 ，也推動(dòng)了移動(dòng)通 信的飛速開(kāi)展。從20世紀(jì)80年代中期第一代移動(dòng)通信以模擬調(diào)頻、頻分多址為主體技術(shù)，包括以 蜂窩網(wǎng)系統(tǒng)為代表的公用移動(dòng)通信系統(tǒng)、以集群系統(tǒng)為代表的專(zhuān)用移動(dòng)通信系統(tǒng)以及無(wú) 線(xiàn) ，主要向用戶(hù)提供模擬話(huà)音業(yè)務(wù)。90年代初第二代移動(dòng)通信系統(tǒng)2G以數(shù)字傳輸、時(shí)分多址或碼分多址為主體技術(shù)，簡(jiǎn)稱(chēng)數(shù)字移動(dòng)通信，包括數(shù)字蜂窩系統(tǒng)、數(shù)字無(wú)線(xiàn)

19、系統(tǒng)和數(shù)字集群系統(tǒng)等，主 要向用戶(hù)提供數(shù)字話(huà)音業(yè)務(wù)和低速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，支持電路交換，其應(yīng)用范圍普及世界。90年代末的第2.5代移動(dòng)通信系統(tǒng)2.5G,主要以通用分組無(wú)線(xiàn)業(yè)務(wù)GPRS、高速 電路交換數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)HSCSD及增強(qiáng)數(shù)據(jù)速率的全球演進(jìn)技術(shù)EDGE為代表,提高了 無(wú)線(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸率和網(wǎng)絡(luò)容量。直至今天第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)3G以CDMA為主要技術(shù)，向用戶(hù)提供2Mb/S到10Mb/s的多媒體業(yè)務(wù)，步行環(huán)境下支持384 kbit/s的速率、車(chē)載環(huán)境下支持144 kbit/s的速 率，帶寬可達(dá)5MHz以上。2022年 10月國(guó)際電信聯(lián)盟最終確定為4G的國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)，推動(dòng)了第四代移動(dòng)通信的研究和開(kāi) 發(fā)，4G標(biāo)準(zhǔn)采用O

20、FDM和多天線(xiàn)等新技術(shù)，以移動(dòng)數(shù)據(jù)為主，面向移動(dòng)因特網(wǎng)的高速移 動(dòng)通信網(wǎng)絡(luò)，傳輸速率比現(xiàn)在高50倍，將向用戶(hù)提供100Mb/s甚至1Gb/s的數(shù)據(jù)速率，發(fā) 射功率比現(xiàn)在降低10到100倍，能解決電磁干擾問(wèn)題；支持 互助功能，采用可穿戴無(wú) 線(xiàn)電；支持更豐富的移動(dòng)業(yè)務(wù)，包括高清晰度圖像業(yè)務(wù)、會(huì)議電視、虛擬現(xiàn)實(shí)業(yè)務(wù)等，使 用戶(hù)在任何地方都可以獲得任何所需的信息效勞，具有良好的開(kāi)展前景。相信在未來(lái)的幾十年內(nèi)無(wú)線(xiàn)通信仍是通信開(kāi)展的前沿。隨著蜂窩 的快速增長(zhǎng)，可以預(yù)計(jì)無(wú)線(xiàn)通信的未來(lái)是光明的。1.2 IEEE 802.11a 標(biāo)準(zhǔn)概述1999年9月，IEEE工作組批準(zhǔn)了 IEEE 802.11s標(biāo)準(zhǔn)，它的工

21、作頻率是5GHz頻段，該 標(biāo)準(zhǔn)的物理層采用OFDM技術(shù)作為其調(diào)制方式，提供654Mb/s的數(shù)據(jù)速率。在5GHz頻 段內(nèi)，美國(guó)聯(lián)邦通信委員會(huì)Federal Communications Commission, FCC分配了 3個(gè)100MHz的帶寬作為免授權(quán)國(guó)家信息根底設(shè)施 (Un lice nsed Natio nal In formationIn frastructure, U-NII)頻段使用，以提供快速開(kāi)通的高速無(wú)線(xiàn)數(shù)據(jù)通信，且每一個(gè)工作區(qū) 域的最大輸出功率不同。工作在5GHz頻段的IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)與工作在2.4GHz頻段的 IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)相比，不會(huì)受到采用2.4G

22、Hz頻段的藍(lán)牙、微波以及工業(yè)設(shè)備的干擾， 因此在IEEE802.11a協(xié)議下能夠可靠的傳輸數(shù)據(jù)，IEEE 802.11a最高支持54Mb/s的數(shù)據(jù)傳 輸率。IEEE 802.11a的介質(zhì)訪(fǎng)問(wèn)控制(MAC)層包含中心控制(Point Coordination Function, PCF)和分布控制(Distribution Coordination Function, DCF)兩種工作方式，前者支持無(wú)競(jìng) 爭(zhēng)型實(shí)時(shí)業(yè)務(wù)和競(jìng)爭(zhēng)型非實(shí)時(shí)業(yè)務(wù)，而后者只支持競(jìng)爭(zhēng)型非實(shí)時(shí)業(yè)務(wù)。兩種工作模式共 享帶寬形成超幀結(jié)構(gòu)，IEEE 802.11a MAC使用超幀實(shí)現(xiàn)PCF和 DCF兩種工作方式的共 存。PCF工作在無(wú)

23、競(jìng)爭(zhēng)期，DCF工作在競(jìng)爭(zhēng)期。在超幀開(kāi)始時(shí)，如果信道空閑，PCF通過(guò)幀優(yōu)先權(quán)機(jī)制和信標(biāo)幀發(fā)布網(wǎng)絡(luò)分配矢量 NAV獲得信道訪(fǎng)問(wèn)權(quán)，否那么PCF延遲到檢測(cè) 信道空閑時(shí)間大于PIFS(PCF Inter Frame Sapces才能獲得信道訪(fǎng)問(wèn)權(quán)。因此，超幀中CFD 的起始點(diǎn)是可變的，這時(shí)DCF業(yè)務(wù)自動(dòng)延遲到PCF之后的信道。IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)使用 的介質(zhì)訪(fǎng)問(wèn)控制機(jī)制(MAC)與IEEE 802.11一樣，但該標(biāo)準(zhǔn)的設(shè)備不能與工作在 2.4GHz 頻段的IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)設(shè)備進(jìn)行無(wú)線(xiàn)通信。1.2.1 IEEE 802.11a物理層協(xié)議的參數(shù)表1.1所示為IEEE 802.11a物理層

24、OFDM技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)的主要參數(shù)，其中一個(gè)重要的參數(shù) 是長(zhǎng)度為800ns的保護(hù)間隔。根據(jù)編碼效率和調(diào)制方式，這一保護(hù)間隔可以容忍幾百ns的均方根(RMS)時(shí)延擴(kuò)展，這就意味著這一選擇方案可以用于任何室內(nèi)環(huán)境，而且可 通過(guò)采用定向天線(xiàn)降低延時(shí)擴(kuò)展，還可以用于室外環(huán)境，以滿(mǎn)足無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)的使用要求。表1.1 IEEE 802.11a WLAN PHY 層標(biāo)準(zhǔn)主要參數(shù)參數(shù)數(shù)值數(shù)據(jù)速率(Mb/s) 6、9、12、18、24、36、48、54調(diào)制方式BPSK、QPSK、16QAM、64QAM編碼效率1/2、2/3、3/4子載波數(shù)量52導(dǎo)頻數(shù)量4OFDM符號(hào)長(zhǎng)度(卩S4保護(hù)間隔1 800子載波間隔kHz312.5

25、信號(hào)帶寬MHz16.66信道間隔MHz20其他參數(shù)以保護(hù)間隔長(zhǎng)度為根底進(jìn)行定義。為了把保護(hù)間隔所占用的功率減小到1dB, OFDM符號(hào)長(zhǎng)度定為4卩,除去保護(hù)間隔GI外有效數(shù)據(jù)局部的長(zhǎng)度為3.2 y,s進(jìn) 而可得子載波間隔為1/3.2卩s =312.5kHzB號(hào)帶寬為312.5kHz X52 = 16.66MHz，信道間 隔為312.5MHz X64 =20MHz。IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)采用48個(gè)并行子載波進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸。除 了這48個(gè)傳輸數(shù)據(jù)的子載波外，每個(gè)OFDM符號(hào)還包括4個(gè)導(dǎo)頻子載波，可用于接收機(jī) 處理器在初始頻率校正之后跟蹤剩余的載波頻率偏差，也可用于信道估計(jì)和采樣頻率偏差估計(jì)。為

26、了兼顧傳輸效率與可靠性的要求，系統(tǒng)可以根據(jù)信道的狀況采用不同效率的糾錯(cuò) 編碼，在各個(gè)子載波間進(jìn)行信道編碼， 再配合不同的調(diào)制方式即可獲得654Mb/s的編碼 數(shù)據(jù)速率如：采用48個(gè)并行子載波進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，當(dāng)調(diào)制方式為 BPSK或16QAM，編碼 效率都3/4時(shí)，提供的編碼速率分別為48XX錯(cuò)誤!未找到引用源。x錯(cuò)誤!未找到引用源。 =9Mb/s和48X4X昔誤!未找到引用源。X昔誤味找到引用源。=36Mb/s。其中根本的編碼 方式的約束長(zhǎng)度為7、編碼效率為1/2的卷積編碼Convolutional Encoding,再通過(guò)對(duì)1/2 編碼方式進(jìn)行刪余Puncturing操作，可以獲得碼率為2/3

27、和3/4的卷積編碼。1/2碼率的 編碼與BPSK、QPSK、16QAM調(diào)制分別可以提供6、12、24Mb/s的數(shù)據(jù)傳輸速率；2/3 碼率的編碼與64QAM 一起可以提供48Mb/s的數(shù)據(jù)傳輸速率；此外，3/4碼率的編碼與 BPSK、QPSK、16QAM和64QAM調(diào)制方式分別可以提供9、18、36和54Mb/s傳輸速率。 表1.2所示為調(diào)制方式、編碼方式與數(shù)據(jù)速率的對(duì)應(yīng)關(guān)系。表1.2調(diào)制方式、編碼方式與數(shù)據(jù)速率的對(duì)應(yīng)關(guān)系數(shù)據(jù)速率Mb/s調(diào)制方式編碼效率編碼比特/子載波編碼比特/OFMD符號(hào)數(shù)據(jù)比特/OFMD符號(hào)6BPSK1/2148249BPSK3/41483612QPSK1/22964818

28、QPSK3/4296722416QAM1/24192963616QAM3/441921444864QAM2/362881925464QAM3/46288216IEEE 802.11a中使用了 52個(gè)子載波(實(shí)際上應(yīng)為53個(gè)，其中k=0處的直流子載波 上不傳輸符號(hào))，由于IFFT算法基于2n點(diǎn)，故采用64點(diǎn)的IFFT。53個(gè)子載波在頻率 分配時(shí)分別在編號(hào)低端和高端留有 6個(gè)和5個(gè)空符號(hào)，即k=-32,-27,27,31這樣就 可以保證系統(tǒng)的子載波頻譜集中，從而使得系統(tǒng)占用的頻譜帶寬盡可能窄，以節(jié)約頻譜 資源，減少信道間干擾。所以，52個(gè)非零子信道映射到64點(diǎn)輸入的IFFT當(dāng)中應(yīng)按照 圖1.1所指

29、定的方式，把子信道126映射到相同標(biāo)號(hào)的IFFT輸入端口；而子信道-26-1 被映射到3863的IFFT輸入端口；其余的IFFT輸入口，即2737輸入空值。采用64 點(diǎn)IFFT意味著系統(tǒng)的采樣間隔為3.2us 64 = 0.05 g,這樣采樣頻率至少應(yīng)該是 20Msamples/s圖1.1子載波與IFFT序號(hào)的映射關(guān)系1.2.2 IEEE 802.11a物理層協(xié)議幀結(jié)構(gòu)圖1.2所示為IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)所規(guī)定的物理層協(xié)議數(shù)據(jù)單元 (Physical Protocol Data Un it,PPDU)幀結(jié)構(gòu)，也是基帶發(fā)射處理器所要生成的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)。圖1.3所示為更加細(xì)致的描述，從中可以看到

30、，接收機(jī)的定時(shí)同步、載波頻偏估計(jì)以及信道估計(jì)等都是由前置的兩 個(gè)訓(xùn)練符號(hào)來(lái)完成的。訓(xùn)練符號(hào)包括10個(gè)周期重復(fù)的短訓(xùn)練符號(hào)(Short Training Symbol, STS) t1t10 (每個(gè)符號(hào)的間隔為正常OFDM符號(hào)間隔的1/4即800ns)和2個(gè)周期重復(fù)的長(zhǎng)訓(xùn)練序列(Long Training Symbol, LST) T1T2 (符號(hào)間隔與正常OFDM符號(hào)相同)兩個(gè)局部。牧廈虧(Tail)JR Gail)填充(Bate)Ot啦wd)也(lenjLb) ft(Parity)閒CService) fft測(cè)比特(Pad)4)ii ttfihit,*借 0F1嘟)VR=1Z2)尬舉伽心柏|

31、號(hào)段就艇)PLCP 麗片12+CH)®圖1.2 PPDU幀結(jié)構(gòu)總的訓(xùn)練序列時(shí)間長(zhǎng)度為16us訓(xùn)練序列符號(hào)后面為“Signa域，長(zhǎng)度為一個(gè)正常OFDM 符號(hào)長(zhǎng)度即4卩其中包含后續(xù)數(shù)據(jù)的調(diào)制類(lèi)型、編碼速率、和數(shù)據(jù)長(zhǎng)度這樣對(duì)接收機(jī)而 言非常重要的信息。以上這些局部一起構(gòu)成了幀頭(PLCP Head)局部，接收機(jī)在對(duì)數(shù) 據(jù)符號(hào)進(jìn)行譯碼之前要利用它們完成訓(xùn)練任務(wù)。下面對(duì)它們分別加以詳細(xì)說(shuō)明。10XO.S=8U5M.8+2x3.2=&US 0.8豐 3.2=4 LIS-rih.2X(O.8+32)=0UStl t2 t3 t4 t5 tfit7 tetioG12 T1 T2G1 SIGM

32、ALG1 DATA1 G1 DATA2符號(hào)輸那b AGC粗瀕率偏移佔(zhàn)計(jì)箱額卒備移估計(jì)，謹(jǐn)度長(zhǎng)度信息頸捋符號(hào)空時(shí)信ii估計(jì)圖1.3 PPUD幀結(jié)構(gòu)詳解1短訓(xùn)練序列符號(hào)短訓(xùn)練序列的主要用途是進(jìn)行信號(hào)檢測(cè)、自動(dòng)增益控制(AGC)、符號(hào)定時(shí)和粗頻率偏差估計(jì)。為了實(shí)現(xiàn)這些功能，短訓(xùn)練序列經(jīng)過(guò)了精心設(shè)計(jì)。它在幀頭最前面，包括10個(gè)重復(fù)的符號(hào)，每個(gè)符號(hào)的長(zhǎng)度800ns。短訓(xùn)練序列只用OFDM符號(hào)的52個(gè)非零子載波中 的12載波個(gè)來(lái)傳輸信息符號(hào)，這樣能保證 OFDM符號(hào)的功率穩(wěn)定。短訓(xùn)練序列選擇這種形式有兩點(diǎn)優(yōu)點(diǎn)：首先，可以在較大的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)粗頻偏估計(jì)。通常對(duì)于周期為T(mén)的重復(fù)符號(hào)而言，最大可估計(jì)的頻率偏差為8

33、00nS的短訓(xùn)練符號(hào)間的相位差，可以估計(jì)的頻 率偏差可達(dá)625kHz。通過(guò)計(jì)算連續(xù)兩個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的相關(guān)，并且檢驗(yàn)相關(guān)值是否超出某一 門(mén)限值，就可以檢測(cè)到是否有分組數(shù)據(jù)包的到達(dá)。在每?jī)蓚€(gè)短訓(xùn)練符號(hào)周期之后，可以 調(diào)整接收機(jī)增益，然后繼續(xù)進(jìn)行檢測(cè)和信號(hào)增益的測(cè)量。由于短訓(xùn)練序列符號(hào)持續(xù)時(shí)間 短、重復(fù)周期多，所以更加容易在訓(xùn)練期間做出各種測(cè)量并進(jìn)行調(diào)整。所以在進(jìn)行載波 同步時(shí)，可以先通過(guò)短訓(xùn)練符號(hào)粗略估計(jì)頻率變差，然后采用估算修正長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)，完 成頻率補(bǔ)償，從而保證系統(tǒng)的可靠性。2長(zhǎng)訓(xùn)練序列符號(hào)長(zhǎng)訓(xùn)練序列在短訓(xùn)練序列之后，其長(zhǎng)度為8卩§其中包括兩個(gè)有效OFDM符號(hào)的長(zhǎng)度 (3.2 y)s和一

34、個(gè)長(zhǎng)型保護(hù)間隔的長(zhǎng)度(1.6卩)，可以估計(jì)到的頻率偏差有156kHz。長(zhǎng) 訓(xùn)練序列主要用于精確的頻率偏差估計(jì)和信道估計(jì)。由于長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)持續(xù)時(shí)間較長(zhǎng)，所 以在長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)周期內(nèi)可以完成精確的頻率估計(jì)，這是通過(guò)測(cè)量長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)內(nèi)相隔為 3.2卩的樣值之間的相位偏轉(zhuǎn)來(lái)實(shí)現(xiàn)的。此外，通過(guò)對(duì)長(zhǎng)訓(xùn)練符號(hào)中的相同兩個(gè)局部進(jìn)行平均，所獲得數(shù)據(jù)的噪聲功率要比數(shù)據(jù)符號(hào)中的低 3dB,從而可以更加精確地獲得相干 解調(diào)所需的參數(shù)。3 Sig na域Sig na域緊跟在訓(xùn)練序列符號(hào)之后，它包含 Rate域和Len gth域兩個(gè)主要字段。根據(jù) Rate域能夠得到數(shù)據(jù)符號(hào)的調(diào)制方式和碼率信息。Signa域中的信息比特采用BPS

35、K調(diào)制 和碼率為1/2的卷積編碼，這樣就可以得到6Mb/s的信息傳輸速率，這是IEEE的802.11a 中所規(guī)定的最低速率，同時(shí)也是最為可靠的傳輸方式，以確保Sig na域信息的正確傳輸與接收。Signa域共包含24個(gè)比特，其中比特03為Rate字段，參考表1.3可以得到這4位比特 與數(shù)據(jù)符號(hào)傳輸速率之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系。Length域長(zhǎng)度為12個(gè)比特，用于指示MAC層請(qǐng)求 PHY層發(fā)送的物理層效勞數(shù)據(jù)單元(PSDU)的字節(jié)個(gè)數(shù)。當(dāng)發(fā)射機(jī)接收到 MAC開(kāi)始傳 輸?shù)恼?qǐng)求之后，物理層利用這一參數(shù)去確定 MAC層和PHY層之間所需傳遞的字節(jié)個(gè)數(shù)。 此外，Signal域中還包含幾個(gè)未使用的比特，比特4保存供

36、將來(lái)使用；比特17用作比特016 的偶校驗(yàn)比特位；剩余的比特1823構(gòu)成Signal的尾比特域(Tail Bits Field )，所有6個(gè) 比特都被置零，用于初始化卷積編碼器和終止 Viterbi譯碼器。結(jié)構(gòu)如圖1.4所示。Signal 符號(hào)生成步驟：1/2卷積編碼、交織、BPSK調(diào)制、Pilot的插入、IFFT和插入一個(gè)GI作為 保護(hù)間隔。圖1.4 Sig nal域的結(jié)構(gòu)表1.3 Rate域的內(nèi)容信息傳輸速率(Mb/s)R1R2R3R461101911111201011801112410013610114800015400114 Data域數(shù)據(jù)符號(hào)Data域緊跟在Signa域之后，包含16

37、比特的效勞域、PSDU、6比特的尾比特 域及填充比特等。相比于Signal域，數(shù)據(jù)符號(hào)域的基帶處理操作增加了數(shù)據(jù)擾碼，且可 以根據(jù)信道狀況選擇不同的編碼方式及調(diào)制映射以獲得不同的數(shù)據(jù)速率。 其數(shù)據(jù)符號(hào)的 生成步驟：擾碼操作、不同效率卷積編碼、交織、調(diào)制、Pilot的插入、IFFT和插入GI作為保護(hù)間隔。第2章IEEE 802.11a物理層的OFDM技術(shù)2.1 OFDM系統(tǒng)的開(kāi)展?fàn)顩r及特點(diǎn)在20世紀(jì)60年代由首次提出OFDM的思想，之后由Pelec和Ruiz引入循環(huán)前綴 的概念，使得OFDM技術(shù)克服了信道間干擾(Inter Channel Interferenee, ICI)和符號(hào)間干 擾(In

38、ter Symbol Interferenee, ISI)。1971 年Weinstein和EberlfEDFT應(yīng)用到 OFDM 系統(tǒng)中， 作為調(diào)制和解調(diào)的一局部，這樣就不再利用帶通濾波器，而是經(jīng)過(guò)基帶處理就可以直接 實(shí)現(xiàn)OFDM，而且，在使用該方法完成OFDM調(diào)制的過(guò)程中也不再需要使用子載波振蕩 器組及相干解調(diào)器，大大簡(jiǎn)化了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)。此后 OFDM在很多領(lǐng)域獲得了實(shí)際的應(yīng)用， 應(yīng)用于各種雙向無(wú)線(xiàn)數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)當(dāng)中，如播送式音頻和視頻領(lǐng)域，數(shù)字音頻播送、數(shù)字視 頻播送，還包括有線(xiàn) 網(wǎng)上基于現(xiàn)有銅雙絞線(xiàn)的非對(duì)稱(chēng)高比特率數(shù)字用戶(hù)線(xiàn)技術(shù)，例 如非對(duì)稱(chēng)數(shù)字用戶(hù)環(huán)線(xiàn)(Asymmetrical Digital

39、Subscriber Loop, ADSL )，以及基于 IEEE 802.11標(biāo)準(zhǔn)的無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)(WLAN )等。目前，OFDM最受關(guān)注的應(yīng)用是 Wi-MAX無(wú)線(xiàn) 城域網(wǎng)的寬帶接入，其信號(hào)傳輸半徑可達(dá)50千米，網(wǎng)絡(luò)覆蓋面積是3G基站10倍,最大接 入速度在75Mb/s。OFDM系統(tǒng)得到國(guó)際學(xué)者們的廣泛關(guān)注，這是因?yàn)槠浯嬖谥T多優(yōu)點(diǎn)。(1) 整個(gè)系統(tǒng)的誤碼率性能能具有很強(qiáng)的魯棒性。OFDM技術(shù)可以將高速數(shù)據(jù)流經(jīng)過(guò) 串并變換變成低速數(shù)據(jù)流，使得每個(gè)子載波上的數(shù)據(jù)符號(hào)持續(xù)長(zhǎng)度相對(duì)增加，從而降低無(wú)線(xiàn)信道的時(shí)間彌散所帶來(lái)的ISI，這樣接收機(jī)可以不采用均衡器，而僅通過(guò)插入循環(huán)前 綴就可以消除ISI o(2)

40、 OFDM的頻譜利用率高。OFDM系統(tǒng)由于各個(gè)子載波之間存在正交性，允許信道的 頻譜相互重疊，而傳統(tǒng)的頻分復(fù)用技術(shù)是將頻帶分為假設(shè)干個(gè)不相交的子頻帶來(lái)傳輸并行的數(shù)據(jù)流，在接收端有一組濾波器來(lái)別離各子信道。因此， OFDM系統(tǒng)與傳統(tǒng)的頻分復(fù) 用系統(tǒng)相比可以最大限度地利用頻譜資源。OFDM合成信號(hào)的頻譜非常接近于矩形，當(dāng) 子載波數(shù)很大時(shí)，頻譜利用率可以接近 Nyquist (奈奎斯特)極限。(3) 各個(gè)子信道中的這種正交調(diào)制與解調(diào)可以采用 IDFT和DFT的方法實(shí)現(xiàn)或者通過(guò)更 為便捷的快速傅立葉變換(FFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)。目前，IFFT和FFT算法都已經(jīng)相當(dāng)成熟，且 硬件實(shí)現(xiàn)也容易。(4) 物理層支持非

41、對(duì)稱(chēng)速率數(shù)據(jù)傳輸。OFDM系統(tǒng)可實(shí)現(xiàn)無(wú)線(xiàn)數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)非對(duì)稱(chēng)性，即上行鏈路中傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量要小于下行鏈路中的數(shù)據(jù)量，這就要求物理層支持非對(duì)稱(chēng)速率數(shù)據(jù)傳輸，OFDM系統(tǒng)可以通過(guò)使用不同數(shù)量的子信道來(lái)實(shí)現(xiàn)上下行鏈路中不同的傳輸 速率。(5) 更有效地利用無(wú)線(xiàn)資源和提高整個(gè)系統(tǒng)的效勞質(zhì)量。由于無(wú)線(xiàn)信道存在頻率選擇性，不可能所有子載波同時(shí)處于比擬深的衰落狀態(tài)，因此可以通過(guò)動(dòng)態(tài)比特分配及動(dòng)態(tài) 子信道分配的方法充分利用信噪比擬高的子信道，從而提高系統(tǒng)性能。而對(duì)于多用戶(hù)系 統(tǒng)而言，一個(gè)用戶(hù)不適合的子信道對(duì)于其他用戶(hù)可能性能比擬好的子信道，因此OFDM系統(tǒng)中可以根據(jù)信道的實(shí)際情況靈活地分配信息比特。(6) OFDM系

42、統(tǒng)容易結(jié)合其他多種接入方法，構(gòu)成 OFDMA系統(tǒng)，其中包括多載波碼分多址MC-CDMA、跳頻OFDM和OFDM-TDMA等，使得多個(gè)用戶(hù)可以同時(shí)利用 OFDM技 術(shù)進(jìn)行信息的傳輸。(7) 抗干擾能力強(qiáng)。從頻域來(lái)看，信道中因多徑而出現(xiàn)頻率選擇性衰落或存在窄帶干 擾時(shí)，只有一小局部的子載波受到影響，因此 OFDM系統(tǒng)可以在某種程度上抵抗多徑及 窄帶干擾，誤碼率性能可以得到提高。由于OFDM系統(tǒng)所包含的子載波是相互正交，且其輸出信號(hào)是多個(gè)子信道信號(hào)的疊 加，因此同單載波系統(tǒng)相比，存在以下兩個(gè)缺點(diǎn)：(1) 頻率偏差會(huì)對(duì)OFDM系統(tǒng)產(chǎn)生很大的影響。由于OFDM系統(tǒng)的子載波的頻譜相互疊 加，所以必須嚴(yán)格保

43、證這些子載波之間的正交性。如果在傳輸過(guò)程中造成無(wú)線(xiàn)信號(hào)頻譜 偏移，就會(huì)破壞OFDM子載波之間的正交性，從而導(dǎo)致子信道間干擾，可見(jiàn) OFDM對(duì)頻 偏比擬敏感。(2) OFDM容易產(chǎn)生較高的峰值平均功率比。如果OFDM系統(tǒng)輸出的多個(gè)信號(hào)的相位一 致，就可能導(dǎo)致信號(hào)的平均功率遠(yuǎn)小于疊加信號(hào)的瞬時(shí)功率，導(dǎo)致較大的峰值平均功率 比(Peak-to-Average Power Ratio PAPR)。而較高的峰值平均功率可能會(huì)導(dǎo)致信號(hào)失 真，這樣輸出信號(hào)的頻譜也會(huì)發(fā)生變化，從而破壞各個(gè)子信道間的正交性，使系統(tǒng)性能 惡化。2.2 OFDM系統(tǒng)的工作原理 2.2.1 OFDM系統(tǒng)的根本模型OFDM可以被看作是

44、一種頻分復(fù)用方式，一個(gè)OFDM符號(hào)包括多個(gè)經(jīng)過(guò)調(diào)制的子載配給每個(gè)子載波的數(shù)據(jù)符號(hào),波。假設(shè)N表示子載波個(gè)數(shù)，T表示OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間，di (i=0,1,N)為分< T/2,fC為第0個(gè)子載波的載波頻率，矩形函數(shù)rect(t)=1,|t|那么從t=ts開(kāi)始的一個(gè)OFDM符號(hào)可以表示為tfi - )exp j2兀(& + )(t-通常采用復(fù)等基帶信號(hào)來(lái)描述 OFDM的輸出信號(hào)，見(jiàn)式錯(cuò)誤!未找到引用源。其中實(shí)部和虛局部別對(duì)應(yīng) 錯(cuò)誤!未找到引用源。符號(hào)的同相分量 錯(cuò)誤!未找到引用源。和正交 分量錯(cuò)誤!未找到引用源。，在實(shí)際系統(tǒng)中將它們分別與相應(yīng)子載波的錯(cuò)誤!未找到引用 源。和錯(cuò)誤!

45、未找到引用源。分量相乘，構(gòu)成最終的子載波信號(hào)和合成的 錯(cuò)誤!未找到引 用源。信號(hào)。錯(cuò)誤!未找到引用源。系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型的框圖如圖錯(cuò)誤!未找到引用源。所示, 其中錯(cuò)誤!未找到引用源I°丿其他 2-2圖2.1 OFDM系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型框圖圖22包含4個(gè)子載波的OFDM符號(hào)奸產(chǎn)站j2嚇10上圖2.2所示為一個(gè)包含4個(gè)子載波的OFDM符號(hào)的實(shí)例，這里假定所有的子載波具 有相同的幅值和相位。當(dāng)然，實(shí)際應(yīng)用中隨著數(shù)據(jù)符號(hào)的調(diào)制方式不同，每個(gè)子載波的 幅值和相位都有可能不同的。從圖2.2可以看出，每個(gè)子載波在一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)都 包含整數(shù)個(gè)周期，而且各個(gè)相鄰子載波之間都相差 1個(gè)周期，故錯(cuò)誤!未找到引

46、用源(2-3)可見(jiàn)，對(duì)式2-3中的第j個(gè)子載波進(jìn)行相關(guān)解調(diào)，然后在時(shí)間長(zhǎng)度 T內(nèi)進(jìn)行積分,(2-4)可得錯(cuò)誤!未找到引用源不難發(fā)現(xiàn)，對(duì)第j個(gè)子載波進(jìn)行相關(guān)解調(diào)可以恢復(fù)出期望符號(hào) dj。而對(duì)于其他子載波 而言，由于在積分間隔內(nèi)頻率差 錯(cuò)誤!未找到引用源。產(chǎn)生整數(shù)倍個(gè)周期，故其積分結(jié) 果為零，這就是OFDM系統(tǒng)子載波之間的正交性。222 FFT在OFDM系統(tǒng)中的應(yīng)用令2-2式中錯(cuò)誤!未找到引用源。，且忽略矩形函數(shù)，對(duì)信號(hào)st以T/N的速率進(jìn)行 采樣，即令t = kT/Nk=0,1, -時(shí),可得錯(cuò)誤!未找到引用源(2-5)可以發(fā)現(xiàn)，式2-5與IDFT運(yùn)算的表達(dá)式形式是一致的。同樣在接收端，恢復(fù)原 始

47、數(shù)據(jù)符號(hào)錯(cuò)誤!未找到引用源。的處理可以通過(guò)對(duì) 錯(cuò)誤!未找到引用源。進(jìn)行相反的變 換，即使用DFT :錯(cuò)誤!未找到引用源(2-6)當(dāng)數(shù)據(jù)長(zhǎng)度較大時(shí)，可以利用FFT/IFFT來(lái)代替IDFT/DFT以提高算法速度，這也是實(shí) 際應(yīng)用中所普遍采用的方法。FFT/IFFT可以將運(yùn)算量由錯(cuò)誤!未找到引用源。的復(fù)數(shù)乘 法顯著地降低到錯(cuò)誤!未找到引用源。對(duì)于子載波數(shù)量非常大的OFDM系統(tǒng)，還可以進(jìn) 一步采用Radix-4 FFT算法，可以將復(fù)數(shù)乘法數(shù)量降低到 錯(cuò)誤!未找到引用源。，而且 Radix-4 FFT算法只存在1，-1, j,-j的相乘運(yùn)算，因此可以不使用完整的乘法器，而只 需通過(guò)簡(jiǎn)單的加、減以及交換實(shí)

48、部和虛部當(dāng)與 -j或j相乘時(shí)就可以實(shí)現(xiàn)乘法運(yùn)算，從 而可以高效地進(jìn)行大規(guī)模FFT處理。2.3信道編碼技術(shù)擾碼原理數(shù)字通信中，假設(shè)經(jīng)常出現(xiàn)長(zhǎng)的 “0或 “ 1序列，將會(huì)影響位同步的建立和保持。在發(fā) 射機(jī)中使用擾碼，可以防止這種數(shù)據(jù)對(duì)于接收機(jī)定時(shí)的不利影響。同時(shí)，為了限制電路中存在的不同程度的非線(xiàn)性，周期性數(shù)字信號(hào)信號(hào)頻譜中的離散譜線(xiàn)有可能在多路通信 系統(tǒng)中造成串?dāng)_，要求數(shù)字信號(hào)的最小周期足夠長(zhǎng)。將數(shù)字信號(hào)變換成具有近似于白噪 聲統(tǒng)計(jì)特性的數(shù)字序列即可滿(mǎn)足要求，這通常用加擾來(lái)實(shí)現(xiàn)。所謂加擾，就是不用增加冗余度而擾亂信號(hào)，改變數(shù)字信號(hào)統(tǒng)計(jì)特性，使其近似于 白噪聲統(tǒng)計(jì)特性的一種技術(shù)。這種技術(shù)的根底是建

49、立在反應(yīng)移位存放器序列或偽隨機(jī) 序列理論根底之上的。采用加擾技術(shù)的通信系統(tǒng)組成原理，如圖2.3所示。在發(fā)送端加擾器來(lái)改變?cè)紨?shù)字 信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性，而在接收端用解擾器恢復(fù)出原始數(shù)字信號(hào)。圖2.3加擾技術(shù)的通信系統(tǒng)在OFDM系統(tǒng)Data域數(shù)據(jù)的處理中，首先需要進(jìn)行加擾操作。整個(gè) Data域數(shù)據(jù)使用 一個(gè)長(zhǎng)度為127的幀同步擾碼器加擾。8位的PSDU數(shù)據(jù)幀轉(zhuǎn)換成串行比特流，其中LSB 在前，MSB在最后。幀同步擾碼器使用下面的生成多項(xiàng)式：錯(cuò)誤!未找到引用源。2-7輸岀數(shù)據(jù)圖2.4擾碼器的硬件實(shí)現(xiàn)12擾碼器實(shí)質(zhì)上是一個(gè)反應(yīng)移位存放器，其輸出為一個(gè)m序列。它能最有效地將輸入序列攪亂，使輸出數(shù)字碼元之間相

50、關(guān)性最小。在接收機(jī)接收時(shí)，可以用同樣的擾碼器進(jìn) 行解擾。卷積碼編碼卷積碼最早是1955年由伊利亞斯P.EIias提出來(lái)的，它是一種非分組碼。卷積碼 通常更適用于前向糾錯(cuò)法，不僅可糾正隨機(jī)過(guò)失，而且可糾正突發(fā)過(guò)失，因?yàn)樵谠S多實(shí)際情況中其性能常常優(yōu)于分組碼，而且設(shè)備比擬簡(jiǎn)單。1967年維特比Viterbi提出了基于最大似然的維特比譯碼算法，并被廣泛地應(yīng)用于現(xiàn)代通信中。1卷積碼原理卷積碼通常用n, k, m表示，它是把k個(gè)信息比特編成n個(gè)編碼比特，通常k和n很 小，特別適宜于以串行方式傳輸信息，延時(shí)小。m為編碼約束長(zhǎng)度，說(shuō)明編碼過(guò)程中互相約束的碼段個(gè)數(shù)。卷積碼編碼后的n個(gè)碼元不僅與當(dāng)前組的k個(gè)信息比

51、特有關(guān)，而且與 前m-1個(gè)輸入的信息比特有關(guān)，這樣編碼過(guò)程中相互的碼元有m Xn個(gè)。定義R = k/n為卷積碼的碼率，碼率和約束長(zhǎng)度是衡量卷積碼性能的兩個(gè)重要參數(shù)。卷積碼的編碼描述方法分為兩類(lèi)：解析表示法與圖形表示法。前者又包括離散卷積 法、生成矩陣法和碼多項(xiàng)式法等；后者包括狀態(tài)圖法、樹(shù)圖法和格圖法等。通常通過(guò)移 位存放器組成的網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)來(lái)描述。如圖2.5所示為一個(gè)約束長(zhǎng)度為4、碼率R=1/3的卷積器。圖2.5約束長(zhǎng)度為4、碼率R=1/3的卷積編碼器13該卷積編碼器由3個(gè)移位存放器D和2個(gè)模2加法器組成。每輸入一個(gè)信息元中 錯(cuò) 誤!未找到引用源。，就編出兩個(gè)監(jiān)督元pj1、pj2,順次輸出成為mj

52、、pj1、pj2，碼長(zhǎng)為3, 其中信息元只占1位，構(gòu)成卷積碼的一個(gè)分組，稱(chēng)作3, 1卷積碼。由圖可知，監(jiān)督 元pj1pj2不僅與本組輸入的信息元 mj有關(guān)還與前幾組的信息元 mj-1，mj-2，mj-3有關(guān)。由于3, 1卷積碼中，每個(gè)碼字除了與本組信息元mj相關(guān)外，還與前面3個(gè)信息元有關(guān)，亦即每個(gè)碼字共與相鄰的 4個(gè)信息元相關(guān)，因而說(shuō)這個(gè)卷積的約束長(zhǎng)度為4。約束長(zhǎng)度定了移位存放器數(shù)目。移位存放器長(zhǎng)度加1，即為約束長(zhǎng)度。編碼與約束長(zhǎng)度有關(guān)，譯碼也與約束長(zhǎng)度有關(guān)。碼率為1/2的卷積碼，它只有1位監(jiān)督位，編碼效率高，也比擬簡(jiǎn)單。如果使用的 約束長(zhǎng)度較長(zhǎng)，那么既可以糾正突發(fā)過(guò)失，也可以糾正隨機(jī)過(guò)失2

53、802.11a中的卷積碼802.11a協(xié)議中規(guī)定卷積編碼使用的生成多項(xiàng)式是 錯(cuò)誤!未找到引用源。和錯(cuò)誤!未找到引用源。，碼率為1/2,原理圖如圖2.6所示。圖2.6 802.11a協(xié)議中的卷積編碼器輸出數(shù)據(jù)A的生成多項(xiàng)式為14錯(cuò)誤!未找到引用源。(2-8)輸出數(shù)據(jù)B的生成多項(xiàng)式為錯(cuò)誤!未找到引用源。(2-9)因此，可以使用6個(gè)移位存放器實(shí)現(xiàn)卷積編碼，每輸入1比特?cái)?shù)據(jù)，將會(huì)依次輸出 數(shù)據(jù)A和B,輸出的數(shù)據(jù)變?yōu)?比特，實(shí)現(xiàn)了 1/2碼率的卷積編碼。3刪余無(wú)線(xiàn)通信基帶信號(hào)處理中，為了提高傳輸效率，在卷積編碼后一般要進(jìn)行刪余操作， 即周期性的刪除一些相對(duì)不重要的數(shù)據(jù)比特， 引入刪余操作的卷積編碼也稱(chēng)作

54、刪余卷積 碼。在編碼時(shí)進(jìn)行了刪余操作后，需要在譯碼時(shí)進(jìn)行 depuncture即在譯碼之前將刪余 比特位置加以填充。802.11a中，為了實(shí)現(xiàn)更高的速率多種不同的傳輸速率，也采用了刪余操作。在1/2碼率卷積編碼后刪去一些已編碼比特。2/3碼率的刪余過(guò)程如圖2.7所示，每輸入4個(gè)編 碼比特的數(shù)據(jù)，刪去其中1個(gè)，并在3/2倍時(shí)鐘下輸出剩余的3個(gè)比特，最終碼率為1/2 除以3/4,即2/3。源數(shù)據(jù)%EoAtE*%圖2.7 2/3碼率刪余過(guò)程編碼數(shù)據(jù)刪余比特同理，3/4碼率的刪余過(guò)程為每輸入6個(gè)編碼比特的數(shù)據(jù)，刪去其中兩個(gè)，并在 4/3 倍時(shí)鐘下輸出剩余的4個(gè)比特，最終碼率為1/2除以2/3，即3/4

55、。4多碼速卷積編碼OFDM系統(tǒng)中根據(jù)不同的數(shù)據(jù)速率，有不同的編碼率，如表2.1所示表2.1不同數(shù)據(jù)速率對(duì)應(yīng)的不同碼率數(shù)據(jù)速率Mbit/s碼率61/293/4121/2183/4241/2363/4482/3543/4OFDM中Data域的數(shù)據(jù)，經(jīng)過(guò)加擾處理后，需要進(jìn)行卷積編碼。根據(jù)所需的傳輸速15率，分別選擇1/2, 2/3,或3/4中的一種碼率進(jìn)行卷積編碼。傳輸速率信息由Signal域中的Rate決定。其中，1/2碼率可以直接由R=1/2的卷積編碼器生成，其他碼率那么需要 在1/2碼率卷積編碼的根底上進(jìn)行刪余操作才能得到。Signal域的數(shù)據(jù)只進(jìn)行1/2碼率的卷積編碼。交織編碼交織是為了在時(shí)

56、域或頻域或者同時(shí)在時(shí)域、頻域上分布傳輸?shù)男畔⒈忍?，使信道?突發(fā)錯(cuò)誤在時(shí)間上得以擴(kuò)散，從而使得譯碼器可以將它們當(dāng)作隨機(jī)錯(cuò)誤處理，解決了由 噪聲、干擾等引起的突發(fā)過(guò)失，使糾錯(cuò)碼能抵抗這些突發(fā)錯(cuò)誤。交織器在幾個(gè)分組長(zhǎng)度 或幾個(gè)約束長(zhǎng)度范圍內(nèi)對(duì)碼元進(jìn)行混洗，這個(gè)范圍是由突發(fā)持續(xù)時(shí)間決定的。通信系統(tǒng) 的交織模式取決于信道特性。如果系統(tǒng)在一個(gè)純粹的AWGN (加性高斯白噪聲)環(huán)境下運(yùn)行，即準(zhǔn)平穩(wěn)信道，那么在一個(gè)數(shù)據(jù)包的持續(xù)時(shí)間上根本沒(méi)有什么變化，就不需要交 織。因?yàn)檫@時(shí)，通過(guò)重新分配的方法是無(wú)法改變誤碼分布的。16交織必然在系統(tǒng)中引入延時(shí)，這是因?yàn)榻邮盏降谋忍仨樞蚺c信息源發(fā)送時(shí)的順序是 不相同的。通信系統(tǒng)常規(guī)定了系統(tǒng)所能容忍的最大延時(shí)，因此也限制了所能使用的交織 器的交織深度。在發(fā)