第1節(jié)-低噪聲放大器指標

1、精選優(yōu)質文檔-傾情為你奉上第1節(jié) 低噪聲放大器指標 低噪聲放大器（LNA）是射頻接收機前端的主要部分。它主要有四個特點。1）它位于接收機的最前端，這就要求它的噪聲越小越好。為了抑制后面各級噪聲對系統(tǒng)的影響，這要求有一定的增益，但為了不使后面的混頻器過載，產生非線性失真，它的增益又不能過大。放大器在工作頻段內應該是穩(wěn)定的。2）它所接收的信號是很微弱的，所以低噪聲放大器必定是個小信號放大器。而且由于受傳輸路徑的影響，信號的強弱又是變化的，在接收信號的同時又可能伴隨著很多強信號的干擾，因此要求放大器有足夠大的線性范圍，而且增益最好是可以調節(jié)的。3）低噪聲放大器一般通過傳輸線直接和天線或者天線的濾波器

2、相連，放大器的輸入端必須和它們很好的匹配，以達到功率最大傳輸或者最小的噪聲系數，并能保證濾波器的性能。4）低噪聲放大器應該具有一定的選頻功能，抑制帶外和鏡像頻率干擾，因此它一般是頻帶放大器。低噪聲放大器的所有指標都是互相牽連的，甚至是相互矛盾的。這些指標不僅取決于電路的結構，對集成電路來說，還取決于工藝技術。在設計中如何采用折衷的原則，兼顧各項指標，是很重要的。1） 低功耗LNA是小信號放大器，必須給它設置一個靜態(tài)偏置。而降低功耗的根本辦法是采用低電 源電壓、低偏置電流，但伴隨的結果是晶體管的跨導減小，從而引起晶體管及放大器的一系列指標的變化。2） 工作頻率放大器所能允許的工作頻率和晶體管的特

3、征頻率Ft有關。減小偏置電流的結果會使晶體 管的特征頻率降低。在集成電路中，增大晶體管的面積會使極間電容增加，這也降低了特征頻率。3）噪聲系數任何一個線性網絡的噪聲系數可以表示為：                                                 &

4、#160;      （4.1）式中 和 是網絡的輸入端的等效噪聲電壓源和等效噪聲電流源。對于共射組態(tài)的單管雙極型晶體管放大器的噪聲系數又可以表示為：                       （4.2）對于單管共源MOS場效應管放大器，當僅考慮溝道噪聲時，場效應管放大器噪聲系數為：   

5、0;                                             （4.3）由此可見兩點：a. 放大器的噪聲系數和工作點有關，為了降

6、低功耗而采用小電流偏置，結果是增大了噪聲系數。b. 晶體管放大器的噪聲與基區(qū)體電阻有關，為了降低噪聲，在集成電路設計時，可以用增大晶體管的面積來減小基區(qū)體電阻，但增大面積會加大極間電容。4）增益低噪聲放大器的增益要適中。過大會使下級混頻器的輸入太大，產生失真。但為了抑制后面各級的噪聲對系統(tǒng)的影響，其增益又不能太小。放大器的增益首先與管子跨導相關。其次放大器的增益還與負載有關。低噪聲放大器是頻帶放大器，它的選頻功能由其負載決定。5） 增益控制低噪聲放大器的增益最好是可以控制的。在通信電路中，控制增益的方法一般有如下幾種：改變放大器的工作點，改變放大器的負反饋量，改變放大器的諧振回路的Q值等。這些

7、改變都是可以通過載波電平檢測電路產生自動增益控制電壓來實現的。6） 輸入阻抗匹配低噪聲放大器與其信號源的匹配時很重要的。放大器與源的匹配有兩種方式：一是以獲得噪聲系數最小為目的的噪聲匹配；二是以獲得最大功率傳輸和最小反射損耗為目的的共軛匹配。一般來說，現在多采用后一種匹配方法。匹配網絡可以是純電阻網絡，也可以采用電抗網絡。電阻網絡適合于寬帶放大，但它們要消耗功率，并增加噪聲。采用無損耗的電抗匹配網絡不會增加噪聲，但只適合窄帶放大。7） 線性范圍線性范圍主要由三階互調截點IIP3和1dB壓縮點來度量。放大器的線性范圍和器件、電路結構以及輸入端的阻抗匹配網絡都有關系。8） 隔離度和穩(wěn)定度增大低噪聲

8、放大器的反向隔離度可以減小本振信號從混頻器向天線的泄漏程度。引起反向傳輸的根本原因在于晶體管的集電極和基極間的極間電容以及電路中的寄生參數的影響，它們也是造成放大器不穩(wěn)定的原因。提高穩(wěn)定性的有效措施有采用中和電容或者晶體管共發(fā)共基（或者共源共柵）結構。第2節(jié) 低噪聲放大器的設計 無論采用Bipolar、Bi-CMOS或GaAs FET工藝技術設計低噪聲放大器，其電路結構都是差不多的，都是由晶體管、偏置、輸入匹配和負載四大部分組成。下面將采用實際的例子來進行設計和分析。例4.1 1.9GHz的CMOS低噪聲放大器。如下圖4.1所示是1.9GH 0、6um工藝的CMOS低噪聲放大器的電路原理圖。圖

9、4.1 1.9GH 0、6um工藝的CMOS低噪聲放大器的電路原理圖這個電路的特點是：a. 采用共源共柵級（cascode）電路。b. 源極采用電感L2負反饋。c. 負載L3與下級輸入電容組成諧振回路。d. 采用雙端輸入雙端輸出的差分形式。下面我們將從偏置電路、輸入阻抗匹配、噪聲、增益和隔離度等幾個方面來進行分析。1） 偏置電路（M4偏置圖中省略）M3和M1組成鏡像電流源，M3的電流是由電源電壓、電阻Rref以及M3的偏壓Vgs共同決定。電阻Rbais選擇得盡可能大，以使M3的噪聲折合到LNA輸入端的等效噪聲電流源可以忽略。2）輸入阻抗匹配輸入阻抗為   

10、0;                                           （4.4）設輸入信號角頻率是，調諧輸入回路使之在工作頻率處串聯諧振，即有          

11、;                                                （4.5）為與源阻抗匹配，令         

12、60;                                                     （4.6）輸入回路的Q值是      

13、                                     （4.7）3） 噪聲當工作頻率不是很高時，可以只考慮場效應管M1的溝道電阻噪聲，即             

14、0;                                             （4.8）則噪聲系數為              

15、60;                                                                （4.9）上式表明，增加輸入回路的有載Qin可以改善噪聲系數。這樣

16、就解決了低功耗和低噪聲系數的矛盾。4） 增益低噪聲放大器的輸出直接與混頻器相連。低噪聲放大器中的電感L3與混頻器的輸入電容及M2的輸出電容組成并聯諧振回路，調諧于輸入信號頻率 ,提高了LNA的增益。由于采用諧振回路作為負載，因此它是窄帶放大器，放大器的帶寬取決于線圈L2和L3的Q值。5）線性采用雙端輸入雙端輸出差分對結構，以電感L2作為共源放大器的源極負反饋阻抗，這些措施都擴大了放大器的線性范圍。差分結構的放大器提高了共模抑制比，可以抑制來自數字電路部分和其它的干擾噪聲。6）隔離度下放大器構成了共源共柵接連組態(tài)，這種組合形式提供了最佳的輸出輸入間的隔離度，減少了極間電容的影響。第1節(jié) 分數分頻

17、器技術探討 數字頻率合成器是新一代無線應用RF IC的核心，這種頻率合成器和混頻器一起用在超外差無線電接收機中，可以替代本機振蕩器作為從RF載波中提取調制信號的工具。 近年來，根據傳統(tǒng)整數倍頻合成的基本概念提出了多種非整數倍頻合成方法，其中有三種技術在業(yè)界最為著名，分別是以分數分頻器、電流注入和-調節(jié)器為基礎的分倍合成技術。 合成器中最基本的組成部件是鎖相環(huán)(PLL)，它是一個負反饋回路，輸出信號的相位被強制跟參考信號一致。一個最基本的現代PLL由參考源、相頻檢測器(PFD)、電荷泵(CP)、回路濾波器和壓控振蕩器(VCO)組成。 VCO的輸出在PFD里與參考信號進行相位比較，測得相位差的極性

18、決定了電荷泵內的電流源是吸收還是送出電流，所以電荷會流入或流出回路濾波器內的電容器，電荷流動的數量與相差大小成正比。然后這又會去調整VCO調諧電壓，使其相位滯后或超前，通過整個設計回路保證使相位誤差得到校正。 PFD的功能同樣是為了保證打開正確的電流源。當輸入PFD的兩路信號頻率不同時，它會打開饋送或抽取電流開關，使VCO加快或減慢。當回路達到鎖定條件后，所生成的信號頻率就等于參考頻率。 如果在VCO和PLL之間放置了分頻器，PLL就成為一個頻率合成器，其輸出是參考頻率的整數倍。分頻器從本質上講是由VCO鎖定的狀態(tài)機，它每隔N個VCO周期輸出一個上升沿，這里N是預先確定好的數，表示頻分比。由于

19、回路使得分頻器輸出頻率跟隨參考頻率，因此VCO比參考信號快N倍，即fvco=N×fref其中fvco表示VCO的輸出頻率，fref表示參考頻率。上述方程表明頻率合成器可看成是輸入輸出頻率關系固定的倍頻器。 如果頻分比做成可自行設計的形式，它就是一個整數N倍頻合成器?？删幊谭诸l器是一種可以帶負載的數字計數器，其輸出每隔N個VCO周期完成一個自身周期，類似一個簡單的分頻器。因為頻分比可任意設計，所以輸出頻率fvco可以通過改變N加以改變。注意可合成的頻率值只能是輸入參考頻率的整數倍，這就是整數N倍頻合成器名稱的由來。因此信道間距的最小值或頻率步長就等于fref，這是整數N倍合成器的主要約

20、束條件。 “N分”則是指最小頻率步長可以是參考頻率分數倍的合成器，換言之，合成頻率可為參考頻率的非整數倍，即fvco=fref(N+k/M)其中k和M都是整數。M表示N分合成器能提供的分頻數量，通常稱為“分頻系數”或“分母”，k是0到M之間的任意數。非整數值N+k/M通常寫作N.F，這里的圓點代表小數點，N和F分別代表該數字的整數和小數部分。 采用N分技術的分數分頻器是根據整數N倍頻合成器的基本原理發(fā)展而來的，唯一的區(qū)別在于分頻器由分數分頻器代替。分數分頻器不再是簡單的數字計數器，其輸出周期Tdo由下式確定Tdo=(N+0.F)Tvco其中0.F代表一個分數值，Tvco是VCO的周期。這里需要

21、強調的是一旦N和0.F確定之后，分數分頻器輸出信號的周期具有很理想的非時變特性，也就是說每隔N加0.F個VCO周期出現一個上升沿。 對于整數N倍頻合成器，Tdo被強制跟隨參考周期，因此有Tref=(N+0.F)Tvco或fvco=(N+0.F)fref其中Tref表示參考信號的周期。 典型的分頻器采用雙模分頻器(DMD)、延遲閉鎖環(huán)(DLL)、多路復用器(MUX)以及數字相位累加器(DPA)實現，不過應注意分數分頻器不必使用DLL。DLL可由一組級聯的可調延遲元件、PD、CP和D觸發(fā)器構成，DLL中的負反饋保證通過延遲線路的總延遲是一個VCO周期。因為延遲元件理論上是一樣的，所以相當于一個VC

22、O周期被拆分為Nd個等相位“包”，這里Nd表示延遲線路上延遲元件數量。 簡單的DPA由加法器和寄存器組成，它采用參考信號時鐘，輸入是一個m位的字。寄存器內容用來控制MUX，該內容在每個參考信號的上升沿隨輸入值x而增加，x也由一個m位字來描述，DPA的輸出(也即加法器的進位輸出)是輸入的1位量化結果。累加器位數m與離散的相位“包”數目有關，即Nd=2m DPA的輸出控制DMD，當該進位輸出是高電平時，DMD就除以N+1，而當進位輸出是低電平時則除以N。從下面的例子中我們可以看到，對于DPA輸入為x的分數頻分比N+0.F就等于N+x/2m。例如DPA有4位，那么延遲線路就有8個元件，每個相位“包”對應于一個VCO周期的1/8。同樣，假定輸入等于2，其對應的0.F就等于2/8。在沒有進位輸出時，DMD除以N。然而其輸出并不立即提交給PLL的PFD，而是被多路復用器控制或選擇的多個相位信息包延遲一段時間。 信息包的數目等于DPA的內容，每過一個參考周期增加2，就是說輸出根據每個參考周期相位信息包(0、2、4、6或8)數量遞增而產生相移，其結果就是DMD輸出周期增加了2/8個VCO周期，因此等效頻分比變