移動通信直放站工作參數(shù)分析與計算精

1、CDMA 移動通信直放站工作參數(shù)分析與計算 1 前言直放站在移動通信覆蓋網(wǎng)絡中的基本作用是對前向和反向信號的再放大,是設置在基站和 移動終端之間的雙向放大器。直放站的前向輸出功率和反向級聯(lián)噪聲系數(shù)以及上行增益是影響 網(wǎng)絡通話質(zhì)量的主要工作參數(shù)。反向級聯(lián)噪聲系數(shù)的大小不僅與直放站的反向覆蓋距離有關, 還與基站的反向覆蓋有關,而上行增益的取值又決定了反向級聯(lián)噪聲系數(shù)的大小。前向輸出功 率的大小關系到直放站的前向覆蓋距離以及前向和反向的平衡,影響到網(wǎng)絡的通話質(zhì)量。下文 將著重討論這三個參數(shù)的取值方法,以及它們之間的相互關系。2 反向級聯(lián)噪聲系數(shù)與上行增益關系直放站工作系統(tǒng)是由基站、直放站以及基站與直

2、放站之間的射頻鏈路三部分組成。就反向 鏈路而言,直放站工作系統(tǒng)可視為基站接收放大器與直放站反向放大器的級聯(lián),在二級放大器 之間串接一個鏈路損耗,如圖 1 所示。當直放站與基站以級聯(lián)方式工作時,在基站接收機的輸 入端會引進一個附加噪聲 NF BTS , 在直放站反向放大器輸入端會等效增加噪聲系數(shù)增量 NF REP 。 基站噪聲增量 NF BTS 和直放站噪聲增量 NF REP 分別與基站、 直放站的設備噪聲系數(shù) NF BTS 、 NF REP 和直放站的上行增益 G REP 以及基站與直放站之間的鏈路損耗 L BTS-REP 有關。 2.1 直放站對施主基站的噪聲影響由于電子器件存在熱噪聲,直放

3、站在正常工作時不可避免會有噪聲電平輸出,其輸出的噪 聲電平為:P REP-Noise =10 log(K T B +NF REP +G REP (dB (1式中:K 波爾茲曼常數(shù)(1.3810-23, T 環(huán)境溫度,可取 295(絕對溫度, B CDMA 載波信號帶寬, 1.23MHz , NF REP 直放站設備噪聲系數(shù)(dB , G REP 直放站上行增 益(dB 。當基站引入直放站工作時,直放站上行輸出的噪聲電平經(jīng)過路徑傳輸損耗后注入到基站接 收機輸入端,因而在基站輸入端產(chǎn)生了噪聲干擾,這種噪聲干擾量可用噪聲增量 NF BTS (dB 來表示: NF BTS =10 log1+10Nri

4、se/10 (2其中:Nrise=(NF REP -NF BTS +(G REP -L BTS-REP ,在此定義 Nrise 為噪聲增量因子。 噪聲增益因子 Nrise 可以 0 或 0, 基站的噪聲增量與其成正比,其數(shù)值越大, 對基站的 噪聲干擾就越大。在工程應用中,直放站和基站的噪聲系數(shù)是已知的常數(shù),因此噪聲增量因子 的變量是直放站上行增益 G REP 和直放站與基站間的路徑損耗。直放站安裝完畢后,上行路徑的 損耗值在一定時間內(nèi)是相對穩(wěn)定的,此時上行增益是決定噪聲增量因子的唯一變量。顯然上行 增益越大,引入基站的噪聲增量就越大;上行增益越小,引入基站的噪聲增量就越小。這就是 為什么將直放

5、站上行增益調(diào)得太大會影響基站的原因。此時,基站輸入端的等效級聯(lián)噪聲系數(shù) NF BTS-cascade 可表示為:NF BTS -cascade =NF BTS + NF BTS =NF BTS +10 log1+10Nrise/10(32.2 直放站反向級聯(lián)噪聲系數(shù)與上行增益關系為了不對基站造成不良的影響,不能將上行增益調(diào)得太大,但是如果將直放站上行增益調(diào) 得太小,會減小直放站的上行覆蓋距離。應用級聯(lián)放大器噪聲系數(shù)的分析方法可知,直放站上 行增益的變化可以等效為直放站輸入端級聯(lián)噪聲系數(shù)的變化,直放站系統(tǒng)級聯(lián)噪聲系數(shù)的大小 決定了反向允許的最大路徑損耗。可以證明,直放站反向級聯(lián)噪聲系數(shù)同樣可以用

6、噪聲增量因 子來表示:直放站反向級聯(lián)噪聲系數(shù):NF REP-cascade = NF REP + NF REP (4 NF REP =10 log1+10-Nrise/10 NF REP :直放站噪聲增量,這一噪聲增量成份事實上是上行鏈路損耗在直放站輸入端的 反映。從(3式和(4式可知,基站端的級聯(lián)噪聲系數(shù)與直放站端的級聯(lián)噪聲系數(shù)都是用噪聲 增量因子來表征,只不過基站級聯(lián)噪聲系數(shù)與噪聲增量因子 Nrise 成正比,而直放站級聯(lián)噪聲 系數(shù)與噪聲增量因子成反比,在工程應用中, Nrise 是由反向增益 G REP 決定,下面我們通過圖 2所示來看反向增益 G REP 的幾個取值對噪聲系數(shù)的影響。

7、NF BTS =10 log1+10 Nrise/10 NF REP =10 log1+10-Nrise/10 當 G REP =L BTS REP 時,基站和直放站的噪聲系數(shù)均在原有數(shù)值上增加了 3dB ,對基站和直放站 上行覆蓋鏈路均有 3dB 惡化。當 G REP 大于 L BTS REP 時,例如,當 G REP L BTS REP = -10 dB 時, NF BTS 只有 0.4 dB,這時對 基站的覆蓋范圍不會有影響,但是此時直放站的噪聲系數(shù)將增加 10.4 dB ,這意味著直放站的覆 蓋距離要縮短一倍以上。當 G REP 小于 L BTS REP 大于 0 時, G REP 比

8、 L BTS REP 越大,對基站的干擾就越大,而對直放站的 覆蓋就越有利。2.3 引入多臺直放站時的級聯(lián)噪聲系數(shù)上述討論的級聯(lián)噪聲系數(shù)僅僅是 1 個施主基站配置 1 臺直放站的情況,在實際應用中,經(jīng) 常需要 1 個施主基站配置多臺直放站。基站引入多臺直放站的應用形式主要有三種:星形、串 聯(lián)形及星形與串聯(lián)形混合。對于這三種應用形式,只需討論星形和串聯(lián)形這兩種情形,混合形 的級聯(lián)噪聲系數(shù)可以從星形和串聯(lián)形的結果中得到。2.3.1 星形結構多臺直放站級聯(lián)噪聲系數(shù)與上行增益多個直放站與一個基站組成的星形無線覆蓋網(wǎng)如圖 3 所示: 圖 3 星形結構直放站系統(tǒng)示意圖為了分析方便,假設所有直放站具有相同的

9、噪聲系數(shù),同時要求各直放站具有相同反向覆 蓋最大鏈路損耗,這些假設符合實際應用要求。為了使每個直放站能獲得相同的反向覆蓋最大 鏈路損耗,因此要求在基站端接收到每個直放站發(fā)來的上行噪聲電平必須相同。由于各直放站 到達基站的鏈路損耗(L 1、 L 2、 L 3 L n 各不相同,為了使各直放站發(fā)送到基站的噪聲電平相 同,各直放站的上行增益應滿足下式:G -L 1=G 2-L 2= G 3-L 3=N rise (5Nrise = G REP -L BTS REP其中:L 1+L2+. +LnL BTS-REP =nG 1+G2+. +GnG REP =n上式表明各個直放站所設置的上行增益與其對應的

10、上行鏈路損耗之差值必須相同。在滿足上式的條件下,星形結構的施主基站和各直放站的級聯(lián)噪聲系數(shù)分別為:基站級聯(lián)噪聲系數(shù):NF BTS-cascade = NFBTS + NF BTS= NF BTS +10 1+ n10Nrise/10 ( 6 直放站級聯(lián)噪聲系數(shù):NF REP-cascade = NFREP + NF REP= NF REP +10 n +10-Nrise/10(7式中: n 為直放站數(shù)2.3.2 串聯(lián)形結構多臺直放站級聯(lián)噪聲系數(shù)與上行增益由多個直放站與基站組成的串聯(lián)結構如圖 4 所示: 圖 4 串聯(lián)形連接的直放站系統(tǒng)示意圖對串聯(lián)形結構的分析,可等同于級聯(lián)放大器的等效噪聲系數(shù)分析

11、?？梢宰C明在各直放站的 上行增益(G 1、 G 2、 G 3 G n 滿足下式時,各直放站將具有相同的級聯(lián)噪聲系數(shù),也就具有相 同的上行覆蓋最大全鏈路損耗。L 2-G 2=L 3-G 3=.=L n -G n =0(8令:L BTS-REP = L1G REP = G1在此條件下,串聯(lián)結構的施主基站和各直放站的噪聲增量與星形結構具有相同的表達式。 串聯(lián)結構的施主基站噪聲增量可用(6式表示,各直放站的噪聲增量可用(7式表示,噪聲 增量因子 Nrise=G1-L 1。 圖 5 給出了引入多臺直放站的噪聲增量曲線圖。 從圖中可見, 隨著直放 站站數(shù)的增加,直放站噪聲增量和基站的噪聲增量也隨之增加,由

12、此帶來的結果是基站和直放 站的反向覆蓋最大鏈路損耗減小,覆蓋區(qū)要比引入單個直放站時要小。3 直放站前向輸出功率3.1 直放站需要的最大前向輸出功率在直放站的應用中,為了獲取最大的覆蓋范圍,通常只會想到加大前向輸出功率,一味選 用前向功率較大的直放站,而往往忽視反向級聯(lián)噪聲系數(shù)對覆蓋區(qū)反向鏈路最大路徑損耗的限 制,忽視前向反向鏈路的平衡。當前向鏈路允許的最大路徑損耗小于反向鏈路允許的最大路徑 損耗時,增加前向功率可以擴大直放站的覆蓋范圍;而當前向鏈路允許的最大路徑損耗大于反 向鏈路時,增大前向功率對擴大直放站的覆蓋區(qū)域是毫無意義的,還會由于前向覆蓋大于反向 覆蓋造成前向反向不平衡,而損害網(wǎng)絡運營

13、指標。直放站需要的最大前向功率是達到前反向平 衡時所需要的功率,滿足前反向平衡所需要的最大輸出功率可通過兩種方法進行計算:一是參 考基站輸出功率的比較計算,二是應用前反向平衡公式計算。 比較計算： 我們可以認為基站額定的最大每載波輸出功率是滿足前向反向平衡條件下設計的結果。目 前CDMA 基站的輸出功率為43dBm，由于基站與直放站級聯(lián)后會引入噪聲增量，使直放站反向級 聯(lián)噪聲系數(shù)（直放站本機噪聲系數(shù)+噪聲系數(shù)增量）要比基站大47dB，也就是說直放站的反向 接收靈敏度要比基站差47dB，為了達到前向反向平衡，直放站的前向功率也要比基站小47dB， 因此直放站所需的輸出功率應在3639dBm 之間

14、 （43dBm-(47dB） 最大輸出功率應為： ， 39dBm。 前向反向平衡公式計算： 以1 個基站帶1 個直放站為例，設由直放站引入基站的噪聲增量控制在2dB 以內(nèi)，直放站 本機噪聲系數(shù)為NFREP。由圖5 曲線圖可知，直放站噪聲系數(shù)增量NFREP 為4dB，直放站級聯(lián)噪 聲系數(shù)NFREP-cascade 為5dB+ 4dB= 9dB，其它參數(shù)為：下行：Ec/No.t = 8-21 = -13dB，Io.oc/Io.sc = 2.5dB，移動臺的噪聲系數(shù)NFm = 8dB，導頻功率分配比p = 15% ；上行：Pm = 200mW = 23dBm， SNR = -15dB，載荷=70%,

15、 NFREP = 9dB。 應用前反向鏈路平衡公式可得出： PREPMAX = 39dBm 從以上兩種方法的計算結果可知，直放站每載波所需的最大輸出功率應為39dBm。 3.2 直放站正常工作所需的輸出功率 從上述分析結果可知，直放站的覆蓋范圍往往不是受限于前向輸出功率，而是受限于反向 級聯(lián)噪聲系數(shù)。并隨著直放站的配置數(shù)而增大。在前反向平衡條件下，直放站正常工作所需的 輸出功率是與直放站的級聯(lián)噪聲系數(shù)成反比關系，級聯(lián)噪聲系數(shù)越大，需要的前向輸出功率越 小，反之亦然。從圖5 看，級聯(lián)噪聲系數(shù)在工程中主要是由直放站的上行增益和直放站的配置 數(shù)決定的，當反向增益GREP 增大，噪聲增量因子Nrise

16、 隨之增大，直放站的噪聲增加量將減小， 這樣有利于直放站開大功率，有利于直放站的覆蓋。但同時，直放站的反向增益增大，基站的 噪聲增量也會增大，隨之對基站的干擾也就增大，這樣不利于基站的覆蓋。因此，為了不至于 對基站造成嚴重干擾，同時又能盡可能發(fā)揮直放站的設備性能，我們在調(diào)整反向增益時需要考 慮基站與直放站之間的噪聲增量分配，只有合理分配基站和直放站之間的噪聲增量，才能取得 基站和直放站相得益彰的覆蓋效果。 4 結束語 以上我們討論了CDMA 直放站的級聯(lián)噪聲系數(shù)、反向增益、前向輸出功率參數(shù)，這些參數(shù)的 設置是否合理不僅關系到直放站設備本身的工作性能，還影響到移動網(wǎng)絡的通話質(zhì)量。這幾個 參數(shù)之間是相互關聯(lián)的，基站的級聯(lián)噪聲系數(shù)和直放站的反向級聯(lián)噪聲系數(shù)是由直放站反向增 益確定，而直放站前向輸出功率是由反向級聯(lián)噪聲系數(shù)確定。因此，直放站的反向增益調(diào)試是 直放站工程開通調(diào)試的關鍵。前向輸出功率的取值要服從前反向鏈路平衡條件，