雷達(dá)對(duì)抗原理第6章-SolidWorks基本概念課件

1、第1章 緒 論雷達(dá)對(duì)抗原理第6章 SolidWorks基本概念第1章 緒 論6.1 概概 述述雷達(dá)獲取目標(biāo)信息的過程可用圖6-1來表示。首先，雷達(dá)向可能存在目標(biāo)的空間發(fā)射電磁波信號(hào)sT(t)，當(dāng)該空間存在目標(biāo)時(shí)，sT(t)信號(hào)會(huì)受到目標(biāo)距離、角度、速度等參數(shù)特性的調(diào)制，形成回波信號(hào)sR(t)。在雷達(dá)接收機(jī)中，通過對(duì)接收信號(hào)sR(t)的放大、濾波和解調(diào)，可得到有關(guān)目標(biāo)距離、角度、速度等信息。圖中增加的c(t)是因?yàn)槔走_(dá)接收機(jī)中的信號(hào)除了目標(biāo)回波sR(t)以外，還存在各種內(nèi)外噪聲、雜波、多徑回波等。正是由于這些噪聲才影響了雷達(dá)檢測(cè)目標(biāo)的能力?？梢姡绻趕R(t)中引入人為噪聲干擾信號(hào)或利用吸波材

2、料減小目標(biāo)回波信號(hào)的功率，都可以阻礙雷達(dá)探測(cè)目標(biāo)，達(dá)到干擾的目的。第1章 緒 論圖6-1 雷達(dá)獲取目標(biāo)信息的過程第1章 緒 論6.1.1 遮蓋性干擾的作用與分類遮蓋性干擾的作用與分類1. 遮蓋性干擾的作用遮蓋性干擾的作用遮蓋性干擾的作用就是用噪聲或類似噪聲的干擾信號(hào)遮蓋或壓制目標(biāo)回波信號(hào)，阻止雷達(dá)檢測(cè)目標(biāo)信息。它的基本原理是降低雷達(dá)檢測(cè)目標(biāo)時(shí)的信噪比S/N。根據(jù)雷達(dá)檢測(cè)原理，在給定虛警概率Pfa的條件下，檢測(cè)概率Pd將隨S/N的降低而相應(yīng)降低，從而造成雷達(dá)檢測(cè)目標(biāo)的困難。第1章 緒 論2. 遮蓋性干擾的分類遮蓋性干擾的分類按照干擾信號(hào)中心頻率fj0、譜寬fj相對(duì)于雷達(dá)信號(hào)中心頻率fs、譜寬fr

3、的相對(duì)關(guān)系，遮蓋性干擾可以分為瞄準(zhǔn)式干擾、阻塞式干擾和掃頻式干擾。1) 瞄準(zhǔn)式干擾瞄準(zhǔn)式干擾一般滿足：fj0fs，fj(25)fr (6-1)采用瞄準(zhǔn)式干擾可以先測(cè)得雷達(dá)信號(hào)中心頻率fs和譜寬fr，再將干擾信號(hào)頻率fj0調(diào)諧到fs處，用盡可能窄的fj覆蓋fr，這一過程稱為頻率引導(dǎo)。也可以直接利用接收到的雷達(dá)信號(hào)sT(t)，經(jīng)過適當(dāng)?shù)恼谏w性干擾調(diào)制再轉(zhuǎn)發(fā)給雷達(dá)。瞄準(zhǔn)式干擾的主要優(yōu)點(diǎn)是在雷達(dá)信號(hào)頻帶內(nèi)的干擾功率強(qiáng)，因而也是遮蓋式干擾的首選方式；缺點(diǎn)是對(duì)頻率引導(dǎo)的要求較高，當(dāng)雷達(dá)信號(hào)頻率fs在脈間大范圍捷變時(shí)，干擾機(jī)必須具有實(shí)時(shí)、快速引導(dǎo)跟蹤的能力。第1章 緒 論2) 阻塞式干擾阻塞式干擾一般滿足：

4、(6-2)jjjrsj0j05,22fffffff 由于阻塞式干擾的干擾頻帶fj0fj/2，fj0+fj/2較寬，可以相應(yīng)地降低對(duì)頻率引導(dǎo)精度的要求，并且可以同時(shí)干擾fj帶內(nèi)的所有雷達(dá), 包括在帶內(nèi)頻率捷變、頻率分集的雷達(dá)。阻塞式干擾的主要缺點(diǎn)是在fj帶內(nèi)的干擾功率密度低，特別是在沒有雷達(dá)信號(hào)頻譜存在的頻域也存在干擾能量，造成干擾功率的浪費(fèi)。因此近年來阻塞式干擾已經(jīng)逐漸被分集瞄準(zhǔn)式干擾所取代。第1章 緒 論3) 掃頻式干擾掃頻式干擾一般滿足：fj(25)fr，fs=fj(t)，t0，T (6-3)即干擾信號(hào)中心頻率fj(t)是覆蓋fs、以T為周期、在掃頻范圍 內(nèi)連續(xù)調(diào)諧的函數(shù)。掃頻式干擾可以對(duì)

5、干擾頻帶內(nèi)的各雷達(dá)形成周期性間斷的強(qiáng)干擾。由于掃頻范圍較大，也可以降低對(duì)頻率引導(dǎo)的要求，同時(shí)干擾掃頻范圍內(nèi)的頻率捷變、頻率分集的雷達(dá)。它的缺點(diǎn)是在掃頻范圍內(nèi)的平均干擾功率密度較低，近年來的改進(jìn)主要是改變周期T，形成間隔和寬度非均勻的強(qiáng)干擾。 tftfTtTtj0j0max,min第1章 緒 論6.1.2 遮蓋性干擾的效果度量遮蓋性干擾的效果度量遮蓋性干擾的直接效果是降低雷達(dá)對(duì)目標(biāo)的檢測(cè)概率Pd。由于雷達(dá)檢測(cè)采用的是聶曼皮爾遜準(zhǔn)則，在給定Pfa的條件下，Pd是信噪比S/N的單調(diào)函數(shù)，其中S、N分別為接收機(jī)線性系統(tǒng)輸出端的目標(biāo)回波信號(hào)功率和高斯噪聲功率，這種度量方法稱為功率準(zhǔn)則。由于在給定功率的條

6、件下，高斯噪聲具有最大熵，當(dāng)實(shí)際噪聲為非高斯噪聲時(shí)，只需要對(duì)噪聲質(zhì)量因子進(jìn)行修訂。此外, 還可以采用適當(dāng)?shù)脑O(shè)備對(duì)S/N和Pd進(jìn)行測(cè)試。因此功率準(zhǔn)則具有良好的合理性、可測(cè)性和可控性。第1章 緒 論根據(jù)檢測(cè)原理，S/N越低, Pd越小，但只要Pd0，在理論上雷達(dá)總有檢測(cè)目標(biāo)的可能。因此從干擾機(jī)設(shè)計(jì)的實(shí)際情況出發(fā)，要求Pd=0顯然是不合理的。目前國內(nèi)外普遍將Pd0.1作為遮蓋性干擾有效的標(biāo)準(zhǔn)，并將此時(shí)在雷達(dá)接收機(jī)輸出端、目標(biāo)檢測(cè)器前干擾信號(hào)功率Pjd與目標(biāo)回波信號(hào)功率Psd的比值定義為壓制系數(shù)Ka，即(6-4)1 . 0sdjddefdPaPPKKa是干擾信號(hào)調(diào)制樣式、調(diào)制參數(shù)，雷達(dá)接收機(jī)響應(yīng)特性，

7、信號(hào)處理方式等諸多因素的復(fù)雜函數(shù)。將功率準(zhǔn)則應(yīng)用于雷達(dá)在受到干擾時(shí)的威力范圍，則將干擾機(jī)能夠有效掩護(hù)目標(biāo)的區(qū)域稱為有效干擾區(qū)Vj，并以對(duì)Vj的評(píng)價(jià)函數(shù)E(Vj)作為干擾系統(tǒng)綜合干擾效果的考核標(biāo)準(zhǔn), 第1章 緒 論(6-5)式中W(V)為空間評(píng)價(jià)因子，以表現(xiàn)對(duì)不同空間位置有效干擾的重要性。 jjdVE VW VV第1章 緒 論6.1.3 最佳遮蓋干擾波形最佳遮蓋干擾波形雷達(dá)對(duì)目標(biāo)的檢測(cè)是在噪聲背景中進(jìn)行的，對(duì)于接收信號(hào)作出有無目標(biāo)的兩種假設(shè)檢驗(yàn)具有不確定性，因此最佳遮蓋干擾波形應(yīng)是隨機(jī)性最強(qiáng)(不確定性最大)的波形。一種度量隨機(jī)變量不確定性的常用參量是熵(Entropy)，離散型隨機(jī)變量的熵定義為

8、(6-6) def1=logmiaiiH xPP其中隨機(jī)變量x的概率分布為。對(duì)于連續(xù)型隨機(jī)變量, 1miiixP(6-7) logdaH xp xp xx 第1章 緒 論根據(jù)拉格朗日常數(shù)變易法，已知函數(shù)方程： (6-8),dbaF x px和m個(gè)函數(shù)方程的限制條件：(6-9)*1,d Nbiimax pxci其中i(x，p)，iN*m+1，是限制條件給定的函數(shù)，則式(6-8)的極值可由上面m個(gè)方程和下式確定：(6-10)1.,0miiiF x px ppp其中imi=1是拉格朗日常數(shù)，代入最大熵函數(shù)求解，則有已知條件:第1章 緒 論 (6-11) 22logdd1daH xp xp xxp x

9、xx p xx 整理成為標(biāo)準(zhǔn)表達(dá)式:(6-12) 2121221lnexFp xp xp xp xp xx p xp x 再利用限制條件，可以得到:第1章 緒 論 (6-13) 22221e22exp xH x它表明在給定功率的條件下，高斯噪聲具有最大熵，也是遮蓋性干擾的最佳干擾波形。對(duì)于各種非高斯噪聲，僅以相同熵時(shí)實(shí)際噪聲功率Pj與高斯噪聲功率Pj0的比值定義其質(zhì)量因素：(6-14)jj0jj02defj0jj=1HHHHPPP通過，可以將非高斯噪聲轉(zhuǎn)換為高斯噪聲，再計(jì)算檢測(cè)干信比。第1章 緒 論6.2 射頻噪聲干擾射頻噪聲干擾窄帶廣義平穩(wěn)的高斯過程J(t)=Un(t)cos(jt+(t)

10、(6-15)稱為射頻噪聲干擾。其中包絡(luò)過程Un(t)服從瑞利分布，相位過程(t)服從0，2)均勻分布，且與Un(t)獨(dú)立，載頻j為常數(shù)，且遠(yuǎn)大于J(t)的譜寬。由于早期J(t)的制取主要來自于對(duì)寬帶模擬低功率射頻噪聲的濾波和放大，所以又稱為直接放大的噪聲(DINA)。第1章 緒 論6.2.1 射頻噪聲干擾的統(tǒng)計(jì)特性射頻噪聲干擾的統(tǒng)計(jì)特性根據(jù)窄帶高斯過程的定義，Un(t)的分布為 (6-16) 2222e 0uup uuJ(t)的功率為(6-17) 222JJn1d2PGffE JtE Ut式中GJ(f)為J(t)的功率譜，經(jīng)常采用瞄準(zhǔn)雷達(dá)信號(hào)頻率的矩形功率譜(6-18) 2jjsjJjjs2

11、02ffffGffff第1章 緒 論6.2.2 射頻噪聲干擾對(duì)雷達(dá)接收機(jī)和信號(hào)檢測(cè)的影響射頻噪聲干擾對(duì)雷達(dá)接收機(jī)和信號(hào)檢測(cè)的影響典型的雷達(dá)接收機(jī)組成如圖6-2所示，它主要由低噪聲放大器、混頻器、中放/匹配濾波器、包絡(luò)檢波器、相位檢波器、視放/ADC和信號(hào)處理機(jī)等組成。在一般情況下，低噪聲放大器和中放/匹配濾波器/增益控制等為線性系統(tǒng)；混頻器本身雖然是非線性器件，但由于其輸入信號(hào)功率一般都遠(yuǎn)小于本振功率，中放又具有很好的頻率選擇和匹配濾波特性，可以忽略信號(hào)高次諧波的影響。因此混頻器的主要作用只是把射頻信號(hào)(包括干擾)的頻率搬移到固定的中頻fI，對(duì)于信號(hào)傳輸，仍然可以視為線性系統(tǒng)。假設(shè)接收機(jī)輸入端

12、的目標(biāo)回波信號(hào)頻譜為Fs(f)，根據(jù)雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)原理，以信號(hào)峰值功率與噪聲平均功率之比定義為信噪比。為了便于分析，在忽略接收機(jī)內(nèi)噪聲的情況下，輸入端干信比(J/S)R為第1章 緒 論圖6-2 雷達(dá)接收機(jī)的典型組成示意圖(6-19) 2JRrsrs2srsddGffJSPPFffEP第1章 緒 論式中, Prs為接收目標(biāo)回波信號(hào)的脈沖峰值功率, E是寬度為的脈沖信號(hào)能量。經(jīng)過中放輸出的干信比(J/S)I為 (6-20) 2JLI2IsLIddGffHffJSFffHff式中, fL為本振頻率，HI(f)為中放及接收前端的頻率響應(yīng)。當(dāng)接收機(jī)為理想的匹配濾波器時(shí)，HI(f)=kF*s(|ffL|)e

13、j2ft0，中放輸出的信號(hào)峰值功率為(6-21) 222IsLIdSFffHffk E一般遮蓋性干擾信號(hào)是與雷達(dá)接收機(jī)失配的，假設(shè)HI(f)具有帶限頻響，且干擾功率譜在fj內(nèi)均勻分布(6-22) rII0,2fHfff第1章 緒 論則對(duì)式(6-18)的輸入噪聲功率譜，中放輸出的噪聲功率為 (6-23) 222IJLIjdJGffHffkEf將式(6-21)、(6-23)代入式(6-20), 可得(6-24)22rrIRjrsjj1;fJJDfSEfPfSfD 中放輸出的內(nèi)噪聲功率為(6-25) EFKTkffHFNR022IR0IdKT兩種噪聲合成后的中放輸出干信比為(6-26)rsrR0RR

14、jrRI11PfFKTSNDSNDffSJSNJ第1章 緒 論包絡(luò)檢波器是非線性器件，根據(jù)隨機(jī)信號(hào)非線性變換的性質(zhì)，窄帶高斯噪聲的包絡(luò)服從瑞利(Reily)分布，噪聲與目標(biāo)回波信號(hào)合成的包絡(luò)服從萊斯(Rice)分布，檢波器輸出信號(hào)經(jīng)過視頻放大送給信號(hào)處理機(jī)。典型的包絡(luò)信號(hào)處理過程是：首先進(jìn)行模數(shù)變換(ADC)，再經(jīng)過脈沖積累和恒虛警檢測(cè)，輸出目標(biāo)有無的判決結(jié)果。現(xiàn)代雷達(dá)信號(hào)處理的脈沖積累已經(jīng)十分接近理想積累，而典型的射頻噪聲干擾信號(hào)是與雷達(dá)脈沖重復(fù)周期異步的，脈沖積累后目標(biāo)回波信號(hào)將獲得n倍的相對(duì)改善，也使相應(yīng)的檢測(cè)干信比降低為原來的1/n。n為有效的脈沖積累數(shù)，它既取決于雷達(dá)天線連續(xù)照射目標(biāo)

15、時(shí)間Ts內(nèi)的發(fā)射脈沖數(shù)ns=Ts/Tr，也受限于信號(hào)處理機(jī)中的最大脈沖積累處理數(shù)nmax，因此有效脈沖積累數(shù)n應(yīng)為兩者的最小值n=minns，nmax(6-27)第1章 緒 論經(jīng)過脈沖積累后的檢測(cè)干信比用于目標(biāo)檢測(cè), (6-28)DI1JJNSSn相位檢波器主要用于各種動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)和相參信號(hào)處理雷達(dá)。相位檢波器輸出一對(duì)中頻信號(hào)與相參振蕩信號(hào)相位差的正交視頻信號(hào)，類似于又一次混頻和頻譜搬移。如果忽略相位檢波器中的信號(hào)交調(diào)，也可以視其為線性系統(tǒng)。正交視頻信號(hào)經(jīng)過視放、ADC進(jìn)入信號(hào)處理機(jī)。典型的信號(hào)處理過程是：首先按照雷達(dá)脈沖重復(fù)周期Tr對(duì)屬于同一距離單元的相鄰脈沖采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行連續(xù)抽取(也稱為橫向抽

16、取)，再對(duì)抽取數(shù)據(jù)進(jìn)行雜波對(duì)消，以便抑制強(qiáng)雜波干擾；然后通過多普勒濾波器組(長度一般與脈沖積累數(shù)一致)進(jìn)行脈沖積累；最后經(jīng)過適當(dāng)?shù)暮闾摼瘷z測(cè)，輸出具有一定徑向速度的目標(biāo)回波檢測(cè)結(jié)果。第1章 緒 論第1章 緒 論由于射頻噪聲干擾與雷達(dá)信號(hào)非相參，經(jīng)過相干檢波后輸出的視頻噪聲譜寬遠(yuǎn)大于雷達(dá)的脈沖重復(fù)頻率，因此在橫向抽取過程中，干擾信號(hào)將發(fā)生嚴(yán)重的頻譜混疊，其寬帶功率譜Gn(f)經(jīng)過反復(fù)折疊，趨向于成為無模糊多普勒頻率檢測(cè)范圍內(nèi)的均勻譜，如圖6-3所示。(6-29) IIncrr 0JNGfkfff式中kc為相位檢波器、ADC的振幅響應(yīng)。需要說明的是，在橫向抽取過程中，目標(biāo)回波信號(hào)的多普勒頻率也將從

17、fd折疊到fd：(6-30)ddrmod,fff 第1章 緒 論圖6-3 橫向?yàn)V波抽取后的噪聲譜第1章 緒 論假設(shè)對(duì)消濾波器和多普勒濾波器組的頻率響應(yīng)分別為Hc(f)、Hd(f)，功率增益為k1，則經(jīng)濾波器組輸出的目標(biāo)信號(hào)功率SD和射頻噪聲/內(nèi)干擾功率JD分別為 (6-31) r22D1Icddd2cd0D1IIrfSk n S HfHfHf HfdfJk n JNf一般MTI雷達(dá)對(duì)消后沒有多普勒濾波器組，而是直接進(jìn)行脈沖積累，Hd(f)1，其檢測(cè)干信比為(6-32a) r2cr02DIcdd1fHfffJJNSSnHf第1章 緒 論式中, 為對(duì)消后的平均雜波剩余，而回波信號(hào)的對(duì)消剩余取決于對(duì)

18、消濾波器的響應(yīng)|Hc(fd)|2，如果視fd為fr內(nèi)均勻分布的隨機(jī)變量，則兩者相等。這也說明雜波對(duì)消不能改善射頻噪聲干擾的干信比。將這一分析代入式(6-32a)，則有 r2cr0dfHfff(6-32b)DI1JNJNSSn一般MTD雷達(dá)多普勒濾波器的通帶fd較寬,fdfr/n，假設(shè)其具有矩形頻率響應(yīng)特性，則檢測(cè)干信比為(6-33)dDIr1JNJNfSSn f第1章 緒 論它表明MTD雷達(dá)由于抑制了部分帶外干擾，對(duì)射頻噪聲干擾的檢測(cè)干信比有一定改善。脈沖多普勒(PD)雷達(dá)的多普勒帶寬很窄，理論帶寬可達(dá)fd=fr/n，其檢測(cè)干信比為(6-34)2dI1JNJNSSn它表明PD雷達(dá)通過多普勒頻率

19、的高分辨能力，能夠有效抑制多普勒頻率阻塞式干擾。第1章 緒 論第1章 緒 論6.2.3 射頻噪聲干擾的產(chǎn)生技術(shù)射頻噪聲干擾的產(chǎn)生技術(shù)射頻噪聲干擾具有模擬和數(shù)字兩種產(chǎn)生方法。典型的模擬產(chǎn)生方法如圖6-4所示。在圖6-4(a)中，首先由寬帶射頻噪聲源產(chǎn)生低功率的準(zhǔn)白噪聲，其等效噪聲帶寬足以覆蓋干擾信號(hào)需要使用的工作頻率范圍；然后通過中心頻率和帶寬均可調(diào)諧的帶通濾波器選擇一段射頻噪聲譜，經(jīng)過射頻放大鏈放大到需要的功率電平，由干擾發(fā)射天線輻射輸出。寬帶射頻噪聲源常用具有高效、較大噪聲功率和大帶寬輸出能力的噪聲管擔(dān)任。第1章 緒 論圖6-4 射頻噪聲干擾的模擬產(chǎn)生方法第1章 緒 論由于實(shí)際使用的射頻噪聲

20、干擾帶寬是與被干擾的雷達(dá)信號(hào)帶寬密切相關(guān)的，只要射頻噪聲帶寬能夠覆蓋雷達(dá)信號(hào)帶寬或雷達(dá)的工作帶寬就足夠了，噪聲的中心頻率可以通過變頻技術(shù)進(jìn)行控制。這種相對(duì)窄帶的射頻噪聲源不僅容易實(shí)現(xiàn)，而且有利于提高噪聲源的效率和輸出功率。在圖6-4(b)中，窄帶射頻噪聲源的輸出帶寬固定為f0fj max/2，f0+fj max/2， 其中fj max滿足射頻噪聲干擾最大瞬時(shí)干擾帶寬的要求。帶通濾波器的中心頻率為f0，通帶寬度fj可調(diào)諧，濾波輸出的射頻噪聲干擾信號(hào)與鎖相本振信號(hào)混頻/濾波，達(dá)到指定的射頻頻段，再經(jīng)過射頻功率放大鏈輸出。第1章 緒 論 射頻噪聲干擾信號(hào)的包絡(luò)電壓服從瑞利分布，當(dāng)平均輸出信號(hào)功率為2

21、時(shí)，其功率分布和熵分別為(6-35) 222222201e 01elnd1lnxxP xxxH xx 如果要求干擾信號(hào)不失真，射頻放大鏈應(yīng)具有很大的線性動(dòng)態(tài)范圍。實(shí)際功放在過激勵(lì)條件下會(huì)發(fā)生輸出飽和，使輸出干擾信號(hào)功率發(fā)生限幅，其概率分布、輸出平均功率和熵分別為(6-36) 202020220020201e ed1elnd1ln1exxxxxxP xxxPxP xxH xP xP xx第1章 緒 論射頻噪聲干擾的數(shù)字產(chǎn)生方法如圖6-5(a)所示，零中頻、帶寬為fj的基帶射頻干擾波形數(shù)據(jù)可預(yù)先保存在存儲(chǔ)器中。該數(shù)據(jù)的產(chǎn)生方法很多，可參見相關(guān)文獻(xiàn)。實(shí)施干擾時(shí)，以時(shí)鐘頻率fck將其依次讀出，經(jīng)過數(shù)模

22、轉(zhuǎn)換(DAC)成為正交視頻信號(hào)，再通過正交調(diào)制器、帶通濾波器成為中心頻率為f0、帶寬為fj的基帶射頻噪聲干擾信號(hào)。該信號(hào)再與鎖相本振信號(hào)混頻、濾波，成為中心頻率為fj、帶寬為fj的小功率射頻噪聲干擾信號(hào)。由于存儲(chǔ)器容量M有限，所以該方法輸出噪聲的周期TN為TN=M/fck。第1章 緒 論圖6-5 射頻噪聲干擾的數(shù)字產(chǎn)生電路組成第1章 緒 論如果在正交基帶射頻噪聲波形存儲(chǔ)器中裝填的是白噪聲數(shù)據(jù)，則在fck時(shí)鐘下DAC輸出的噪聲相關(guān)函數(shù)R()如圖6-6(a)所示。(6-37) ckckck2 01TTTR式中, Tck=1/fck。該射頻噪聲干擾的功率譜G()為(6-38) 2ckck222sin

23、4TTG可見該射頻噪聲干擾的譜寬與讀出時(shí)鐘頻率對(duì)應(yīng)。第1章 緒 論在圖6-5(b)中，采用N階偽隨機(jī)M序列中的若干位作為存儲(chǔ)器的地址，由于其周期2N1M，且M序列的狀態(tài)(除全零狀態(tài)以外)具有各態(tài)歷經(jīng)性質(zhì)，所以該噪聲的周期將達(dá)到:(6-39)ckN12fTN因此圖6-5(b)的實(shí)現(xiàn)方法使用有限的白噪聲數(shù)據(jù)存儲(chǔ)容量就可以產(chǎn)生周期足夠長的射頻噪聲干擾。射頻噪聲干擾的數(shù)字產(chǎn)生方法還特別適合于同時(shí)干擾多威脅雷達(dá)信號(hào)，對(duì)此將在第8章有關(guān)干擾機(jī)的數(shù)字干擾合成(DJS)技術(shù)中再進(jìn)行討論。第1章 緒 論圖6-6 數(shù)字白噪聲的相關(guān)函數(shù)與功率譜第1章 緒 論6.3 噪聲調(diào)幅干擾噪聲調(diào)幅干擾廣義平穩(wěn)隨機(jī)過程(6-40

24、) def0nj=cosJ tUUtt稱為噪聲調(diào)幅干擾。其中，調(diào)制噪聲Un(t)是均值為零、方差為2n、在區(qū)間U0，)分布的廣義平穩(wěn)隨機(jī)過程；為0，2)均勻分布的隨機(jī)變量，且與Un(t)獨(dú)立; U0、j為常數(shù)。其波形如圖6-7所示。第1章 緒 論圖6-7 噪聲調(diào)幅干擾信號(hào)波形示意圖第1章 緒 論6.3.1 噪聲調(diào)幅干擾的統(tǒng)計(jì)特性噪聲調(diào)幅干擾的統(tǒng)計(jì)特性根據(jù)式(6-40)噪聲調(diào)幅干擾的定義，其均值EJ(t)、相關(guān)函數(shù)RJ和功率譜GJ()分別為第1章 緒 論這就是著名的噪聲調(diào)幅定理，它表明噪聲調(diào)幅干擾具有載波功率U20/2和一半邊帶功率Rn(0)/2，如圖6-8所示。噪聲調(diào)幅干擾在雷達(dá)接收機(jī)輸入端的

25、干信比為(6-42) 20nRrs02URJSP Un(t)通常為在U0，U0范圍對(duì)稱分布的噪聲。由于起主要干擾作用的是邊帶功率，因此在調(diào)幅干擾中應(yīng)盡可能提高Un(t)的功率。在以上約束條件下，在兩個(gè)邊界點(diǎn)上成離散分布p(u)的隨機(jī)變量具有最大功率，進(jìn)而兩邊界點(diǎn)的等概率分布具有最大熵, (6-43) 001 21 2UUp u第1章 緒 論圖6-8 噪聲調(diào)幅干擾功率譜示意圖第1章 緒 論該分布的功率和熵分別為 (6-44) 2n0ln20.693PUH u可見其邊帶功率甚至達(dá)到了載波功率的2倍，熵與功率無關(guān)。其物理意義為：采用工作比為50%的隨機(jī)脈沖序列進(jìn)行100%調(diào)幅，該調(diào)幅干擾信號(hào)具有最大

26、的邊帶功率和穩(wěn)定的熵。實(shí)際工程中采用長周期、自相關(guān)特性呈沖激函數(shù)的偽隨機(jī)噪聲調(diào)幅。假設(shè)偽隨機(jī)噪聲的時(shí)鐘周期為Tck，則其自相關(guān)函數(shù)Rn()和功率譜Gn(f)分別為(6-45) 2n0ckck220cknck1 sinRUTTUfTGfTf第1章 緒 論其結(jié)果與式(6-37)、(6-38)數(shù)字射頻噪聲干擾的情況類似，等效噪聲帶寬fn為(6-46) nncknckd10GffffGT第1章 緒 論6.3.2 噪聲調(diào)幅干擾對(duì)雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)的影響噪聲調(diào)幅干擾對(duì)雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)的影響噪聲調(diào)幅干擾對(duì)雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)的影響與干擾信號(hào)的頻率引導(dǎo)誤差f=fjfs、等效噪聲帶寬fn、雷達(dá)接收機(jī)帶寬fr等具有非常密切的關(guān)系。

27、為便于分析，假設(shè)接收機(jī)在帶內(nèi)具有矩形頻率響應(yīng)。可分為以下兩種情況分析。第1章 緒 論1) ffr2此時(shí)噪聲調(diào)幅干擾的載波功率和部分邊帶功率進(jìn)入雷達(dá)接收機(jī)，并通過接收機(jī)的低噪聲放大、混頻、中放，由中放輸出的干信比為(6-47) rr220n22IR0nd10ffffUGffJJSSDUR 對(duì)于普通雷達(dá)，脈壓增益D=1，合成信號(hào)包絡(luò)Ue為(6-48) 22e0ns0nsjs2cos 2UkUUtUUUtUft 第1章 緒 論在一般情況下，fn的帶寬有限，在雷達(dá)接收機(jī)內(nèi)的隨機(jī)脈沖仍然是間斷的，它與目標(biāo)回波脈沖發(fā)生混疊。若干擾功率遠(yuǎn)大于目標(biāo)回波功率，即(U0+Un(t)Us，則合成包絡(luò)近似為(6-49

28、) e0nsjscos 2Uk UUtUft 第1章 緒 論2) ffr/2此時(shí)只有部分噪聲調(diào)幅干擾的邊帶功率進(jìn)入雷達(dá)接收機(jī)，并通過接收機(jī)的低噪聲放大、混頻、中放，由中放輸出的干信比為(6-50) rr2n22IR0nd10ffffGffJJSSDUR 由于進(jìn)入雷達(dá)接收機(jī)的干擾信號(hào)譜非對(duì)稱，U0+Un(t)的包絡(luò)將發(fā)生較大失真。第1章 緒 論對(duì)于異步偽隨機(jī)脈沖干擾來說，積累后的干信比降低為原來的1/n。因此偽隨機(jī)脈沖調(diào)幅對(duì)包絡(luò)檢測(cè)的干信比為(6-51)DI10.1 0.2JJSSn由于接收機(jī)內(nèi)噪聲的性質(zhì)與噪聲調(diào)幅干擾不同，兩者共同作用時(shí), (6-52)DIR110.1 0.2JNJNSSSD

29、n第1章 緒 論如果偽隨機(jī)脈沖調(diào)幅干擾與雷達(dá)發(fā)射信號(hào)非相參，則相位檢波器輸出的干擾信號(hào)不僅有脈沖調(diào)制，還有相對(duì)頻率和相位差形成的脈沖起伏調(diào)制。相對(duì)于雷達(dá)的脈沖重復(fù)頻率來說，干擾信號(hào)的頻譜較寬，在橫向抽取時(shí)也將發(fā)生嚴(yán)重的頻譜混疊，并趨向于成為式(6-29)那樣無模糊多普勒頻率檢測(cè)范圍內(nèi)的均勻譜，不僅雜波對(duì)消器無法對(duì)消，并且會(huì)阻塞全部多普勒濾波器組。因此對(duì)MTI雷達(dá)的檢測(cè)干信比仍為式(6-51)；對(duì)于帶寬為fd、矩形頻率響應(yīng)特性的MTD雷達(dá)，檢測(cè)干信比為(6-53)dDIRr110.1 0.2JNJNfSSSD n f第1章 緒 論對(duì)于脈沖多普勒雷達(dá)的檢測(cè)干信比為(6-54)2DIR110.1 0

30、.2JNJNSSSD n同步偽隨機(jī)脈沖干擾的干擾脈沖與雷達(dá)發(fā)射信號(hào)同步，在有干擾脈沖存在的時(shí)間里不會(huì)由于脈沖積累而降低干信比，但在沒有干擾脈沖存在的時(shí)間里不能有效遮蓋目標(biāo)回波信號(hào)，主要形成一種距離欺騙干擾的效果。與雷達(dá)發(fā)射信號(hào)相參的噪聲調(diào)幅干擾信號(hào)具有相對(duì)準(zhǔn)確而穩(wěn)定的頻譜，在橫向抽取的過程中不會(huì)發(fā)生頻譜均勻化的擴(kuò)散，主要用于對(duì)雷達(dá)速度檢測(cè)、測(cè)量和跟蹤系統(tǒng)的欺騙干擾。對(duì)此，一并在欺騙干擾章節(jié)中討論。第1章 緒 論6.3.3 噪聲調(diào)幅干擾的產(chǎn)生技術(shù)噪聲調(diào)幅干擾的產(chǎn)生技術(shù)非相干異步偽隨機(jī)噪聲調(diào)幅信號(hào)的產(chǎn)生主要采用圖6-9所示的電路。由雷達(dá)偵察機(jī)提供振蕩器的頻率引導(dǎo)，使頻率引導(dǎo)誤差盡可能為零(|f|=

31、0)。振蕩器輸出信號(hào)經(jīng)過PIN開關(guān)和放大鏈，從發(fā)射天線輻射輸出。偽隨機(jī)碼源在系統(tǒng)時(shí)鐘fck作用下，依次輸出偽隨機(jī)序列碼，作用于PIN開關(guān)，形成平均工作比為50%的脈沖調(diào)幅信號(hào)，fck頻率應(yīng)接近被干擾雷達(dá)信號(hào)帶寬fr。偽隨機(jī)碼的周期T應(yīng)大于雷達(dá)信號(hào)的脈沖積累時(shí)間nTr，以便在雷達(dá)信號(hào)處理時(shí)間內(nèi)保持式(6-41)的自相關(guān)特性。第1章 緒 論圖6-9 非相干異步偽隨機(jī)噪聲調(diào)幅信號(hào)產(chǎn)生電路第1章 緒 論6.4 噪聲調(diào)頻干擾噪聲調(diào)頻干擾廣義平穩(wěn)隨機(jī)過程(6-55) defjjFM0cos2dtJ tUtKu tt稱為噪聲調(diào)頻干擾。其中，調(diào)制噪聲u(t)為零均值的廣義平穩(wěn)隨機(jī)過程；為0，2)均勻分布的隨機(jī)

32、變量，且與u(t)獨(dú)立；Uj、j、KFM為常數(shù)，分別為噪聲調(diào)頻干擾的振幅、中心頻率和調(diào)頻斜率。其波形如圖6-10所示。第1章 緒 論圖6-10 噪聲調(diào)頻干擾波形示意圖第1章 緒 論6.4.1 噪聲調(diào)頻干擾的統(tǒng)計(jì)特性噪聲調(diào)頻干擾的統(tǒng)計(jì)特性根據(jù)式(6-55)噪聲調(diào)頻干擾的定義，其均值EJ(t)、相關(guān)函數(shù)RJ分別為(6-56a)(6-56b)第1章 緒 論當(dāng)u(t)為零均值正態(tài)過程時(shí)，e(t)也為零均值正態(tài)過程，式(6-56b)中的第二項(xiàng)為零, (6-57) 222jj2Jjj22coscosecos2220eeUUREe te tEe te tRR其中, e(t)=2KFMt0u(t)dt, Re

33、()是正態(tài)過程e(t)的自相關(guān)函數(shù)，它可由調(diào)頻噪聲u(t)的功率譜Gn(f)通過變換求得。假設(shè)其具有帶限均勻譜(6-58) 2nnnn0 0其它fFFGf 第1章 緒 論則e(t)的功率譜Ge( f )為(6-59)(6-60)將式(6-60)代入式(6-57)，并求解噪聲調(diào)頻干擾在正頻率區(qū)的功率譜(6-61)該積分式只有在mfe1或mfe1此時(shí)積分項(xiàng)內(nèi)的指數(shù)隨 迅速減小，對(duì)功率譜的主要貢獻(xiàn)是 較小時(shí)的積分區(qū)間。這時(shí)將cos展開為級(jí)數(shù)，并取前兩項(xiàng)近似：(6-62)2cos12 代入式(6-61)，可得(6-63)第1章 緒 論由上式可以得到mfe1時(shí)噪聲調(diào)頻干擾功率譜特性的重要結(jié)論：(1) 噪

34、聲調(diào)頻信號(hào)的功率譜密度GJ(f)與調(diào)制噪聲的概率密度pn(u)具有線性變換關(guān)系，當(dāng)pn(u)為正態(tài)分布時(shí)，GJ(f)也為正態(tài)分布。這一結(jié)論可以推廣到非正態(tài)噪聲調(diào)頻的情況。例如為了獲得均勻帶限譜，可以采用概率密度均勻分布的噪聲。利用這種線性變換關(guān)系，可以大大簡(jiǎn)化調(diào)頻干擾信號(hào)功率譜GJ(f)的計(jì)算方法，即直接由pn(u)的雅可比變換得到: (6-64)2jjJjFMFM12UffGffpKK也可以像圖6-11那樣，采用作圖法進(jìn)行坐標(biāo)的線性變換。這種方法稱為準(zhǔn)線性變換法。第1章 緒 論圖6-11 準(zhǔn)線性變換法求功率譜密度第1章 緒 論(2) 噪聲調(diào)頻信號(hào)的功率等于載波功率:(6-65) 2JJJd2

35、UPGff它表明調(diào)制噪聲功率不會(huì)對(duì)已調(diào)波的功率產(chǎn)生影響，這是與噪聲調(diào)幅不一樣的。(3) 噪聲調(diào)頻信號(hào)的等效干擾帶寬為(6-66)jdede22.5fff它與調(diào)制噪聲的帶寬Fn無關(guān)，而只取決于調(diào)制噪聲的功率2n和調(diào)頻斜率KFM。第1章 緒 論2) mfe1這時(shí)調(diào)制噪聲帶寬Fn相對(duì)很大， (6-67)n222001cossin2d2d2 代入式(6-60)，可得 2de2jnJ222dejn222fUFGffffF(6-68)功率譜密度如圖6-12所示。由式(6-68)可得等效噪聲帶寬為(6-69)22dejn2ffF第1章 緒 論圖6-12 mfe1時(shí)的fj表達(dá)式(6-63)變成mfe的函數(shù)，作

36、出fj與mfe的關(guān)系曲線。再將mfe1時(shí)的fj與mfe的曲線與mfe1時(shí)的曲線畫在一起，可以看到，當(dāng)mfe=0.75時(shí)，兩曲線相交。因此，當(dāng)mfe0.75時(shí)，按照mfe0.75時(shí)，按照mfe1計(jì)算；mfe=0.75時(shí)，上述情況任選一種計(jì)算。第1章 緒 論圖6-13 干擾帶寬與調(diào)制指數(shù)的關(guān)系第1章 緒 論6.4.2 噪聲調(diào)頻干擾對(duì)雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)的影響噪聲調(diào)頻干擾對(duì)雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)的影響噪聲調(diào)頻信號(hào)的瞬時(shí)振蕩頻率按照調(diào)制噪聲電壓變化，圖6-14畫出了噪聲調(diào)頻干擾信號(hào)的瞬時(shí)頻率通過雷達(dá)接收機(jī)中放帶寬后的輸出波形關(guān)系。由于受到中放頻率特性的影響，等幅調(diào)頻波經(jīng)過中放后輸出為調(diào)幅調(diào)頻波。如果頻率的擺動(dòng)小于中放帶

37、寬，則幅度起伏很小；如果瞬時(shí)頻率超出了中放帶寬，則中放輸出會(huì)發(fā)生信號(hào)的間斷。因此當(dāng)調(diào)頻帶寬大于接收機(jī)中放帶寬時(shí)，中放的輸出信號(hào)就是一系列隨機(jī)間隔、隨機(jī)寬度、幅度起伏的脈沖串，其統(tǒng)計(jì)特性與調(diào)制噪聲的分布和譜寬具有密切關(guān)系。第1章 緒 論圖6-14 噪聲調(diào)頻波的中放輸出波形示意圖第1章 緒 論噪聲調(diào)頻干擾對(duì)線性系統(tǒng)的作用與第2章討論的接收機(jī)動(dòng)態(tài)頻率響應(yīng)類似，當(dāng)?shù)确{(diào)頻信號(hào)作用于中放時(shí)，如果信號(hào)頻率的變化速率很低，中放的輸出近似為等幅脈沖，脈沖寬度對(duì)應(yīng)于瞬時(shí)頻率在接收機(jī)帶寬內(nèi)的駐留時(shí)間，隨接收機(jī)帶寬增大而變寬，隨瞬時(shí)頻率遷移速度的增大而減?。恢蟹泡敵龅碾S機(jī)脈沖幅度隨中放帶寬的增加提高，隨干擾信號(hào)瞬時(shí)

38、頻率遷移速度的增大而減小，但其脈寬會(huì)發(fā)生展寬，不再對(duì)應(yīng)于瞬時(shí)頻率在帶寬內(nèi)的駐留時(shí)間。由于中放帶寬為fr時(shí)的暫態(tài)響應(yīng)時(shí)間近似為其倒數(shù)ty1/fr，重疊條件也可以表示為(6-70)r1T f第1章 緒 論隨機(jī)脈沖的平均時(shí)間間隔與調(diào)制噪聲譜寬Fn、頻率引導(dǎo)誤差f等有關(guān)。當(dāng)瞬時(shí)頻率呈高斯分布，f=0，接收機(jī)具有矩形頻率響應(yīng)時(shí)，干擾信號(hào)瞬時(shí)頻率位于接收機(jī)帶內(nèi)的概率為(6-71)2j2jrdejr22in02de1ed2fffffffPfxf 式中, ; ，為誤差函數(shù)積分值。單位時(shí)間內(nèi)瞬時(shí)頻率以正斜率躍出中放帶寬的平均次數(shù)為r0de2fxf202002ed2xxxx(6-72) 2020 exNR第1章

39、緒 論式中, R(0)是瞬時(shí)頻率f(t)相關(guān)函數(shù)在0處的二階導(dǎo)數(shù)，它與調(diào)制噪聲功率譜Gn(f)的關(guān)系為 (6-73) 2n2n10dRf Gff 式中2n為調(diào)制噪聲功率。對(duì)于式(6-57)的均勻帶限譜,其結(jié)果為(6-74) n222nn20nn10d3FFRffF 代入式(6-72)，得到(6-75)20n2e3xFN以負(fù)方向躍出中放帶寬的情況與此相同，因此在單位時(shí)間內(nèi)雙向躍出中放帶寬的平均次數(shù)為，平均周期為2NT第1章 緒 論 (6-76)202n13e22xTNF處于中放帶內(nèi)的平均脈沖寬度為(6-77)20in20n3e22xPxNF處于中放帶外的平均時(shí)間 為(6-78)20in20n13

40、1e22xPxNF由式(6-78)作出的x0與關(guān)系曲線如圖6-15所示。代入重疊條件, 則有nFnr1Tf20r2n2e3xfF或在工程中可選為Fn=(510)fr。第1章 緒 論圖6-15 x0與 的相互關(guān)系nF第1章 緒 論噪聲調(diào)頻干擾信號(hào)通過雷達(dá)接收機(jī)中放輸出的干擾功率為(6-80) 2IRIJIdJJ kGfHff如果fjfr，則中放輸出幾乎是等幅連續(xù)波，由于它失配于雷達(dá)的脈沖壓縮處理，在經(jīng)過脈沖壓縮濾波器后趨近于窄帶高斯噪聲，也可以干擾雷達(dá)相位檢波后的動(dòng)目標(biāo)處理。但是對(duì)普通包絡(luò)檢測(cè)的雷達(dá)，經(jīng)過包絡(luò)檢波后只有直流分量，而無起伏的噪聲分量，對(duì)包絡(luò)檢測(cè)雷達(dá)的干擾效果很差。因此一般噪聲調(diào)頻干

41、擾的fj總是大于fr，如果都以等效帶寬計(jì)算，則中放輸出的噪聲調(diào)頻干擾信號(hào)功率為(6-81)rrIIRjsIRj2ffJk J Pffk Jf第1章 緒 論式中, JR=U2j/2，是接收機(jī)輸入端的噪聲調(diào)頻干擾功率；P(|fjfs|fr/2)為干擾信號(hào)瞬時(shí)頻率位于雷達(dá)接收機(jī)通帶內(nèi)的概率。由此得到接收機(jī)中放輸出端的干信比(6-82)rIRRj11JNJfNSSf DSD如果噪聲調(diào)頻干擾滿足式(6-79)的重疊條件，則中放輸出的調(diào)頻干擾已經(jīng)十分接近于窄帶高斯噪聲了，可以像射頻噪聲干擾一樣，按照式(6-28)、(6-32)、(6-33)、(6-34)分別進(jìn)行對(duì)包絡(luò)檢測(cè)雷達(dá)、MTI雷達(dá)、MTD雷達(dá)、PD雷達(dá)和SAR雷達(dá)的檢測(cè)干信比計(jì)算。如果噪聲調(diào)頻干擾不滿足式(6-78)的重疊條件，調(diào)頻干擾形成的隨機(jī)脈沖比較稀疏，通過包絡(luò)檢波器的輸出就會(huì)趨近于隨機(jī)脈沖調(diào)幅干擾，出現(xiàn)明顯的“天花板”效應(yīng)，其中隨機(jī)干擾脈沖有無的概率密度p(j)分別為第1章 緒 論 (6-83) ,p1p有無p jrjs=2fp Pff該分布的熵為H(j)=p lnp(1p)ln(1p)(6-84)參照50%工作比的偽隨機(jī)噪聲調(diào)幅脈沖干擾，其質(zhì)量因素為(6-85) 0.10.20.6