張津華畢設：12V5A開關電源的原理與設計

1、中文摘要隨著電力電子技術的發(fā)展和新型功率元器件的不斷出現(xiàn)，開關電源技術得到了飛速的開展，在計算機、通訊、電力、家用電器、航空航天等領域得到廣泛應用，取得了顯著的成果。本論文是通過用電源適配器芯片CR6850C設計并制作12V5A開關電源。論文主要完成的內(nèi)容有：1根據(jù)設計需要選擇開關電源電路；2設計主電路，控制電路，功率因數(shù)校正電路，并確定相關器件參數(shù)；3基于CR6850C對開關電源的控制核心部分進行設計；4通過實驗和計算對設計中的數(shù)據(jù)進行驗證；5進行MATLAB仿真分析。本論文對開關電源的濾波、整流、反應電路等分別作了細致的研究工作，通過實驗和計算，掌握了開關電源設計的核心技術，并對設計過程進

2、行了詳盡的闡述。關鍵詞：開關電源；CR6850C；電路 AbstractWith the development of the electronic technology and the emerging of new power components, switching power supply has been widely used in computer, communications, electricity, home appliances and aerospace fields, achieving remarkable results. The present paper

3、is through use power control chip design and production CR6850C 12V5A switch power supply. The main content of the papers are: (1)According to the design needs to choose switching power supply circuit; (2)Design main circuit, control circuit, the power factor correction circuit, and identify the dev

4、ice parameters; (3)Based on CR6850C control core of switch power part design；(4)Through experiment and computing to verify the data design; (5)On MATLAB simulation analysis；In the thesis, the switching power supply filtering, rectifier and the feedback circuit are studied in details. The main techno

5、logy of designing switching power supply is obtained by experiments and calculations. The design process is specified also. Key words: Switch power source; CR6850C；目 錄中文摘要IAbstractII1 緒論11.1 開關電源的概念和分類11.1.1 開關電源的概念11.1.2 開關電源的分類31.2 開關電源設計中存在的問題與未來開展41.2.1 開關電源中存在的問題41.2.2 開關電源的開展趨勢41.3 開關電源設計中的開關電

6、源術語52 開關電源設計的設計基礎72.1 開關電源的主電路設計72.1.1 主電路設計72.2 控制電路設計92.3 功率因數(shù)校正電路設計102.3.1 有源功率因數(shù)校正峰值102.4 其它軟開關技術應用及開展概況113 開關電源的設計根底133.1 12V5A開關電源適配器芯片CR6850C133.1.1芯片工作原理133.1.2 芯片應用173.2 開關電源電路分析284 開關電源仿真設計294.1 開關電源仿真分析294.1.1仿真分析波形圖29結 論31參考文獻32致謝331 緒論 開關電源的概念和分類1.1.1 開關電源的概念開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時

7、間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調(diào)制PWM控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的本錢都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。按照電子理論，所謂AC/DC就是交流轉換為直流；AC/AC稱為交流轉換為交流，即為改變頻率；DC/AC稱為逆變；DC/DC為直流變交流后再變直流。為了到達轉換的目的，電源變換的方法是多樣的。自20世紀60年代，人們研發(fā)出了二極管、三極管半導體器件后，就用半導體器件進行轉換。所以，但凡用半導體功率器件作開關，將一種電源形態(tài)轉換成另一種形態(tài)的電路，叫做開關變換電路。在轉換時，以自動控制穩(wěn)定輸出并有各種保護環(huán)節(jié)的電路，稱為開

8、關電源Switching Power Supply。開關電源在轉換過程中，用高頻變壓器隔離稱之為離線式開關變換器Off-line Switching Converter，常用的AC/DC變換器就是離線式變換器。開關電源通常由六大部分組成，如圖1.1所示。 圖1.1 開關電源工作原理框圖第一局部是輸入電路，它包含有低通濾波和一次整流環(huán)節(jié)。220V交流電直接經(jīng)低通濾波和橋式整流后得到未穩(wěn)壓的直流電壓Vi，此電壓送到第二局部進行功率因數(shù)校正，其目的是提高功率因數(shù)，它的形式是保持輸入電流與輸入電壓同相。功率因數(shù)校正的方法有無源功率因數(shù)校正和有源功率因數(shù)校正兩種。所謂有源功率因數(shù)校正Active Pow

9、er Factor Correction，APFC，是指電源在校正過程中常采用三極管和集成電路。開關電源電路常采用有源功率因數(shù)校正。第三局部是功率轉換，它是由電子開關和高頻方波脈沖電壓。第四局部是輸出電路，用于將高頻方波脈沖電壓經(jīng)整流濾波后變成直流電壓輸出。第五局部是控制電路，輸出電壓經(jīng)過分壓、采樣后于電路的基準電壓進行比擬、放大。第六局部是頻率振蕩發(fā)生器，它產(chǎn)生一種高頻波段信號，該信號與控制信號疊加進行脈寬調(diào)制，到達脈沖寬度可調(diào)。有了高頻振蕩才有電源變換，所以說開關電源的實質(zhì)是電源變換。高頻電子開關是電能轉換的主要手段和方法。在一個電子開關周期T內(nèi)，電子開關的接通時間與一個電子周期所占時間之

10、比，叫接通占空比D，D=斷開時間所占T的比例稱為斷開占空比D'， 開關周期是開關頻率的倒數(shù)，例如：一個開關電源的工作頻率是50kHz，它的周期微秒。很明顯，接通占空比D越大，負載上的電壓越高，說明電子開關接通時間越長，此時負載感應電壓較高，工作頻率也較高。這對于開關電源的高頻變壓器實現(xiàn)小型化有幫助，同時，能量傳遞的速度也快。但是，開關電源中斷開關功率管、高頻變壓器、控制集成電路以及輸入整流二極管的發(fā)熱量高、損耗大。對于不同的變換器形式，所選用的占空比大小是不一樣的。開關電源與鐵芯變壓器電源以及其他形式的電源比擬起來具有較多的優(yōu)點：1節(jié)能。綠色電源是開關電源中用途最為廣泛的電源，它的效率

11、一般可以到達85%，質(zhì)量好的可以到達95%甚至更高，而鐵芯變壓器的效率只有70%或者更低。最近歐盟和美國消費者協(xié)會統(tǒng)計，美國一般家用電器和工業(yè)電氣設備的單機能源消耗指數(shù)大于92%。美國的“能源之星對電子鎮(zhèn)流器、開關電源以及家用電器的效率都制定有很仔細的、非常嚴格的規(guī)章條款。2體積小，重量輕。據(jù)統(tǒng)計，100W的鐵芯變壓器的重量為1200g左右，體積達350cm3，而100W的開關電源的重量只有250g，而且敞開式的電源更輕，體積不到鐵芯變壓器的1/4。3 開關電源具有各種保護功能，不易損壞。而其他的電源由于本身原因或使用不當，發(fā)生短路或斷路的事故較多。4改變輸出電流、電壓比擬容易，且穩(wěn)定、可控。

12、5 根據(jù)人們的要求，可設計出各種具有特殊功能的電源，以滿足人們的需要。 開關電源的分類目前開關電源的種類很多，從工作性質(zhì)來分，大體上可分為“硬開關和“軟開關兩種。所謂硬開關，是指電子脈沖、外加控制信號強行對電子開關進行“開和“關，而與電子開關自身流過的電流以及兩端施加的電壓無關。顯然，開關是接通和關斷期間是有電流、電壓存在的，因此，這種工作方式是有損耗的。但是它比其他變換電源的形式簡單的多，所以，硬開關在很多地方仍然在應用，如脈寬調(diào)制Pulse Width Modulation，PWM器就屬于硬開關。目前，很多開關電源都用PWM來控制。另一類叫做軟開關，電子開關在零電壓下導通，在零電流下關斷。

13、可見，電子開關是在“零狀態(tài)下工作的，所以，理論上它的損耗為零，對浪涌電壓、脈沖尖峰電壓的抑制能力很大，其工作頻率可以提高到5MHz以上，開關電源的重量和體積那么可進行更大的改變。為了實現(xiàn)零電壓“開和零電流“關，我們常采用諧振的方法。從電子理論可知道，諧振就是容抗等于感抗，總的電抗為零，電路中的電流無窮大。如果正弦波電壓加到并聯(lián)的電感回路上，這時電感上的電壓就無窮大。利用諧振電路可實現(xiàn)正弦波振蕩，當振蕩倒零時，電子開關導通，稱之為零電壓導通Zero Voltage Switching。同樣，流過電子開關的電流振蕩到零時，電子開關關斷，稱之為零電流關斷Zero Current Switching。

14、總之，電子開關具有零電壓導通、零電流關斷的外部條件，這種變換器稱為準諧振變換器。它是在脈寬調(diào)制器上附加諧振網(wǎng)絡而形成的，固定電子開關導通時間，通過調(diào)整振蕩頻率，最終使電路產(chǎn)生諧振，從而獲得準諧振變換器的模式。準諧振變換器開關電源的輸出電壓不隨輸入電壓的變化而變化，它的輸出電流也不隨用電負載的變化而變化，這種開關電源的主變換器依靠開關頻率來穩(wěn)定輸出參數(shù)，我們稱之為調(diào)頻開關電源。調(diào)頻開關電源沒有脈沖調(diào)制開關電源那么容易控制，再加上準諧振電路電壓峰值高，開關所受到的應力大，目前還沒有得到廣泛應用。DC/DC變換類型是開關電源變換的基本類型，它通過控制開關通、斷時間的比例，用電抗器與電容器上蓄積的能量

15、對開關波形進行微分平滑處理，從而更有效地調(diào)整脈沖的寬度及頻率。從輸入、輸出有無變壓器隔離來說，DC/DC變換分為有變壓器隔離和沒有變壓器隔離兩類。每一類有6種拓撲，即降壓式Buck、升壓式Boost、升壓降壓式Buck-Boost、串聯(lián)式Cuk、并聯(lián)式Sepic以及賽達式Zata。按鼓勵方式分，有自激式和他激式兩種。自激式包括單管式和推挽式，他激式包括調(diào)頻式PWF、調(diào)寬式PWM、調(diào)幅式PAM和諧振式RSM4種，我們用得最多的是調(diào)寬式變換器。調(diào)寬式變換器有以下幾種：正激式Forward Converter、反激式Feedback Converter Mode、半橋式Half Bridge Con

16、verter、全橋式Overall Bridge Mode、推挽式Push Draw Mode和阻塞式Ringing Choke Converter，RCC等6種。按諧振方式分，有串聯(lián)諧振式、并聯(lián)諧振式和串并聯(lián)諧振式；按能量傳遞方式分，有連續(xù)模式和不連續(xù)模式兩種。但凡以脈沖寬度來調(diào)制的電子開關變換器都叫PWM變換器。1.2 開關電源設計中存在的問題與未來開展 開關電源中存在的問題客觀上講，開關電源的開展是非?？斓模@時因為它具有其他電源所無法比擬的優(yōu)勢。材料之新、用途之廣，是它快速發(fā)展的主要動力。但是，它離人們的要求、應用的價值還差得很遠，體積、重量、效率、抗干擾能力、電磁兼容性以及使用的平安

17、性都不能說是十分完美。目前要解決的問題有：(1) 器件問題。電源控制集成度不高，這就影響了電源的穩(wěn)定性和可靠性，同時對電源的體積和效率來說也是一個大問題。(2) 材料問題。開關電源使用的磁芯、電解電容及整流二極管燈都很笨重，也是耗能的主要根源。(3) 能源變換問題。按照習慣，變換有這樣幾種形式：AC/DC變換、DC/AC變換以及DC/DC變換等。實現(xiàn)這些變換都是以頻率為根底，以改變電壓為目的，工藝復雜，控制難度大，始終難以形成大規(guī)模生產(chǎn)。(4) 軟件問題。開關電源的軟件開發(fā)目前只是剛剛起步，例如軟開關，雖然它的損耗低，但難以實現(xiàn)高頻化和小型化。要做到“軟開關并實行程序化，更是有一定的困難。要真

18、正做到功率轉換、功率因數(shù)改善、全程自動檢測控制實現(xiàn)軟件操作，目前還存在很大的差距。(5) 生產(chǎn)工藝問題。往往在試驗室中能到達相關的技術標準，但在生產(chǎn)上會出現(xiàn)各種問題。這些問題大多是焊接問題和元器件技術性能問題，還有生產(chǎn)工藝上的檢測、老化、粘結、環(huán)境等方面的因素。 開關電源的開展趨勢未來的開關電源像一只茶杯的蓋子：它的工作頻率高達210MHz，效率到達95%，功率密度為36W/cm2，功率因數(shù)高達0.99，長期使用完好，壽命在80000h以上。這就是開關電源的開展趨勢。所謂高標準就是對未來開關電源的挑戰(zhàn)：第一，能不能全面通容電磁兼容性的各項技術標準；第二，在企業(yè)里能不能大規(guī)模地、穩(wěn)定地生產(chǎn)，或快

19、捷地進行單項生產(chǎn)；第三，按照人們的需要，能不能組裝或拼裝大容量、高效率的電源；第四，能否使新的開關電源具有比運行中的電氣額定值更高的功率因數(shù)、更低的輸出電壓13V、更大的輸出電流數(shù)百安；第五，能不能實現(xiàn)更小的電源模塊。1.3 開關電源設計中的開關電源術語下面列出一些本書所使用的開關電源術語，并給出解釋，以供讀者參考。效率：電源的輸出功率與輸入功率的百分比。其測量條件是滿負載，輸入交流電壓為標準值。ESR：等效串聯(lián)電阻。它表示電解電容呈現(xiàn)的電阻值的總合。一般情況下，ESR值越低的電容，性能越好。輸出電壓保持時間：在開關電源的輸入電壓撤消后，依然保持其額定輸出電壓的時間。啟動浪涌電流限制電路：它屬

20、于保護電路。它對電源啟動時產(chǎn)生的尖峰電流起限制作用。為了防止不必要的功率損耗，在設計這一電路時，一定要保證濾波電容充滿電之前，就起到限流作用。 隔離電壓：電源電路中的任何一部分與電源基板地之間的最大電壓?；蛘吣軌蚣釉陂_關電源的輸入端與輸出端之間的最大直流電壓。線性調(diào)整率：輸出電壓隨輸入線性電壓在指定范圍內(nèi)變化的百分率。條件是負載和周圍的溫度保持恒定。負載調(diào)整率：輸出電壓隨負載在指定范圍內(nèi)變化的百分率。條件是線電壓和環(huán)境溫度保持不變。噪音和波紋：附加在直流輸出信號上的交流電壓和高頻尖峰信號的峰值。通常是以mv度量。隔離式開關電源：一般指高頻開關電源。它從輸入的交流電源直接進行整流和濾波，不使用低

21、頻隔離變壓器。輸出瞬態(tài)響應時間：從輸出負載電流產(chǎn)生變化開始，經(jīng)過整個電路的調(diào)節(jié)作用，到輸出電壓恢復額定值所需要的時間。過載或過流保護：防止因負載過重，使電流超過原設計的額定值而造成電源損壞的電路。遠程檢測：電壓檢測的一種方法。為了補償電源輸出的電壓降，直接從負載上檢測輸出電壓的方法。軟啟動：在系統(tǒng)啟動時，一種延長開關波形的工作周期的方法。工作用期是從零到它的正常工作點所用的時間。電磁干擾無線頻率干擾：即那些由開關電源的開關元件引起的，不希望傳按和發(fā)射的高頻能量頻譜。快速短路保護電路；一種用于電源輸出端的保護電路。當出現(xiàn)過壓現(xiàn)象時，保護電路啟動，將電源輸出端電壓快速短路。占空比；在高頻開關電源中

22、，開關元件的導通時間和變換器的工作周期之比。2 開關電源設計的設計基礎2.1 開關電源的主電路設計開關電源的電路拓撲眾多，其中適合小功率電源使用的有正激型、反激型和半橋型，適合大功率電源的有正激型、半橋型、全橋型，其中正激電路又可以分為單管正激、雙管正激等多種。電路形式的最終確定，需要根據(jù)設計任務書和電源的實際應用場合的具體情況來確定。一般來說，小功率電源1100W的宜采用電路簡單本錢低的反激電路；電源功率在100W以上且工作環(huán)境干擾很大、輸入電壓質(zhì)量惡劣、輸出短路頻繁時，那么應采用正激電路；對于功率大于500W，工作條件較好的電源，那么采用半橋或者全橋電路較為合理；如果對本錢要求比擬嚴，可以

23、采用半橋電路，如果功率很大，那么應采用全橋電路，推挽電路通常用于輸入電壓很低功率較大的場合。本設計的輸出電壓電流為12V/5A，功率在1100以內(nèi)，選用反激電路，如下圖，當功率開關管VT導通時，輸入端的電能以磁能的形式儲存在變壓器的初級線圈N1中，由于同名端關系，次級側二極管V1不導通，負載沒有電流通過。當功率開關晶體管VT導通斷開時，變壓器次級繞組以輸出電壓U0為負載供電，并對變壓器進行消磁。圖2.1反激開關電源電路2.1.1 主電路設計1確定輸入直流母線的電壓變化范圍。隨輸入的變化范圍；每個工頻周期內(nèi)電壓變化。2設計開關頻率，最大占空比。按照要求設定開關頻率；根據(jù)輸入功率，并假定最低電壓最

24、大占空比，剛好臨界繼續(xù)，然后確定電感峰值電流。3設計反激變壓器根據(jù)最大峰值電流，確定原邊的電感量：根據(jù)經(jīng)驗選定磁芯尺寸，計算原邊匝數(shù)：是磁芯截面積，是設計的最大磁通密度。根據(jù)電感量和匝數(shù)，設計氣隙。根據(jù)原邊開關管的額定電壓選擇合適的匝比。為了獲得較好的副邊交叉調(diào)整率，有時候需要調(diào)整變壓器原邊的匝數(shù)。4開關管選擇：功率MOSFET開關管電壓應力；開關管電流應力：計算變壓器原邊的最大電流。5副邊二極管的選擇快速恢復二極管；計算二極管的耐壓：計算二極管的電流6輸出濾波電容的選擇根據(jù)電流/電壓應力，紋波要求，選擇點解電容。7RCD吸收電路圖2.2 RCD吸收電路考慮問題點： 吸收效果； 損耗盡可能小。

25、吸收效果與損耗之間折衷。損耗估算方法：MOSEFT關斷時，當超過RCD緩沖電路中的電容兩端的電壓時，緩沖二極管導通，尖峰電流被RCD電路吸收時，從而削減了尖峰電流。緩沖電容一定要足夠大，才能保證在一個開關周期內(nèi)電容兩端的電壓沒有顯著變化。但是吸收電容太大，也會增加緩沖電路的損耗，必須折中。吸收電路消耗的電能可由下式計算得：2.2 控制電路設計開關電源中，普遍采用負反應控制，使其輸出電壓或電流保持穩(wěn)定，并到達一定的穩(wěn)壓或者穩(wěn)流精度。因此開關電源的主電路及反應控制電路構成了一個閉環(huán)自動控制系統(tǒng)，其典型結構如下列圖2.3所示?？刂泣c電路的設計就是圍繞這一閉環(huán)自動控制系統(tǒng)展開的。- 給定 + 調(diào)節(jié)器P

26、WM 比擬器反應開關電路輸出圖2.3閉環(huán)控制系統(tǒng)的典型結構2.3 功率因數(shù)校正電路設計通常，開關電源的輸入及采用二極管構成的不可控容性整流電路，這種電路的優(yōu)點是結構簡單、本錢低、可靠性高，但致命的缺點是其輸入的正弦波，而是電壓峰值附近的脈沖。這種電流波形中含有大量諧波成分，因此該電路的功率因數(shù)都很低，通常僅能達到0.50.7，總諧波含量THD可到達100%150%以上，對電網(wǎng)造成嚴重的污染。解決這一問題的方法就是對電流脈沖的幅度進行抑制，使電流波形盡量接近正弦波，這一技術稱為功率因數(shù)校正。根據(jù)采取的具體方法不同，可以分成無源功率因數(shù)校正和有源功率因數(shù)校正倆中。無源功率因數(shù)校正技術通過在二極管整

27、流電路中增加電感、電容等無源元件和二極管器件，對電路中的電流脈沖進行抑制，以降低電流諧波含量，提高功率因數(shù)。有源功率因數(shù)校正技術采用全控開關器件構成的開關電路對輸入電流的波形就行控制，使之成為與電源電壓同相的正弦波，總諧波含量可以降至5%一下，而功率因數(shù)能高達0.995，從而徹底解決整流電路的諧波污染和功率因數(shù)低的問題。本設計準備采用單相有源功率因數(shù)校正電路，因為此電路較為成熟，升壓型斬波電路是最常見的一種電路形式，該電路容易實現(xiàn)，可靠性也較高。2 有源功率因數(shù)校正峰值流控制法的原理電路圖，該電路是實現(xiàn)開關電源和電子鎮(zhèn)流器有源功率因數(shù)校正的根本電路。開關管采用MOSFET，它的漏極電流Is被檢

28、測后轉換為電壓信號Vg，然后送入比較器Cb，基準電流值z由乘法器M輸出提供。乘法器M有2個輸入信號，一個是x，另一個是y。輸出電壓的采樣值N0/H與基準電壓Vref進行比擬后，其差值為x信號；y電壓信號是橋式整流輸出的脈動電壓后得到的Vdc/K信號，與x信號一同進入乘法器M。圖3.4 峰值電流控制法的功率因數(shù)校正電路2.4 其它軟開關技術應用及開展概況1半橋不對稱PWM變換器與全橋變換器不同，在適宜的控制方案下，半橋電路也可以組成不對稱ZVS變換器，但無法構成ZVZCS電路。它可以實現(xiàn)開關管的零壓切換，且在寬負載和輸入電壓范圍實現(xiàn)恒頻PWM調(diào)節(jié)。2有源與無源軟開關一般的軟開關，分為有源和無源兩

29、種。傳統(tǒng)的軟開關要附加有源器件如開關及控制電路，近幾年逐步開始開發(fā)無源軟開關，從而促進了電路的簡化和開關電源的本錢降低。這項技術的關鍵是用簡單的電路結構來實現(xiàn)dv/dt、di/dt的降低，從而有效地完成ZVS、ZCS控制，以消除電路中的有源部分。3DC/DC變換器DC/DC變換器實際上就是前面講到的各類變換器。只是去掉開關電源的輸入電路及部分輸出整流器件，形成簡單的DC/DC轉換模塊。這類器件目前取得了較大范圍的應用，使得用戶可以簡單地構件自己的電源系統(tǒng)。4軟開關逆變器借用軟開關的概念，在全橋電路上適當改良，可以構成軟開關全橋有源逆變器電路。所以，軟開關技術的應用不僅僅限于開關電源本身，其它類

30、似功率變換電路也可以借用這個技術，而實現(xiàn)功率器件的軟開關，從而降低損耗，提高效率。典型的如變頻器、電機保護器。5三電平電路在大功率高電壓變換電路中，管子的電壓應力必須盡量降低。因此，研發(fā)了所謂三電平電路。通過增加“變換電感和電容器件，到達降低電壓應力的目的。這個方案可以使開關管電壓應力降低到輸入直流電壓的一半。6 其它電路及開展方向變換器電路實際還有很多問題需要討論，我們在有限的時間內(nèi)不可能完全涉及。變換器目前的開展大體有如下兩個主要趨勢： 朝高功率密度、大電流開展。以滿足高功率電源需要。 朝低壓開展，以滿足低損耗系統(tǒng)的需要。目前在1VDC電源方向展開了一系列研究。3 開關電源的設計根底3.1

31、 12V5A開關電源適配器芯片CR6850C芯片CR6850C特征：·低本錢、極少的外圍元件 ·PWM&PFM&CRM (周期復位模式)控制 ·低啟動電流 (約 8µA)、低工作電流 (約 2mA) ·電流模式控制 ·欠壓鎖定(UVLO) ·內(nèi)置同步斜坡補償 ·PWM頻率外部可調(diào) ·輕載工作無音頻噪音 ·內(nèi)置前沿消隱 ·在輸入 90V264V的寬電壓下可實現(xiàn)恒 ·定最大輸出功率 ·周期電流限制 ·GATE 引腳驅(qū)動輸出高電平鉗·V

32、DD 引腳過壓保護 25.5V ·SOT-23-6L，SOP8 ，DIP-8 無鉛封裝應用領域：·AC/DC 電源適配器 ·電池充電器 ·開放式電源 ·備用開關電源 ·機頂盒開關電源 ·384X 代替 ·兼容：SG6848J&LD7535&OB2262&OB22633原理1功能概述：CR6853 是用于 36W以內(nèi)離線式開關電源 IC，其高集成度，低功耗的電流模 PWM 控制芯片，該芯片適用于離線式 AC-DC 反激拓撲的小功率電源模塊。芯片可以通過外接電阻改變工作頻率；在輕載和無負載情況下

33、自動進入 PFM和 CRM，這樣可以有效減小電源模塊的待機功耗，到達綠色節(jié)能的目的。CR6850C 具有很低的啟動電流，因此可以采用一個 2MOhm的啟動電阻。為了提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，防止次諧波振蕩，CR6850C內(nèi)置了同步斜坡補償電路；而動態(tài)峰值限制電路減小了在寬電壓輸入(90V264V)時最大輸出功率的變化；內(nèi)置的前沿消隱電路可以消除開關管每次開啟產(chǎn)生的干擾。CR6850C 內(nèi)置了多種保護功能：過壓保護 、逐周期峰值電流限制、欠壓鎖定可以用它實現(xiàn)短路和過流保護以及輸出驅(qū)動的高電平鉗位在 16.8V以下。而驅(qū)動輸出采用的圖騰柱和軟驅(qū)動有效降低了開關噪聲。CR6850C 提供 SOT23-6L，

34、SOT-8 和DIP-8 無鉛封裝。由于 CR6850C 高度集成，使用外圍元件較少。采用CR6850C 可以簡化反激式隔離 AC-DC開關電源設計，從而輕松的獲得可靠的系統(tǒng)。圖3.1 CR6850C 內(nèi)部框圖2欠壓鎖定和啟動電路：CR6850C 具有如下兩種啟動方式： 1) 整流濾波前啟動的方式, 其啟動電路見圖 3.2.1 所示；2) 整流濾波后啟動的方式，其啟動電路見圖3.2.2 所示； 圖 3.2.1 整流前啟動 圖3.后啟動3系統(tǒng)的啟動時間：上面兩種啟動方式當電源上電開機時通過啟動電阻給 端的電容 充電,直到 端口電壓達到芯片的啟動電壓 典型值 15.3V時芯片才被激活并且驅(qū)動整個電

35、源系統(tǒng)正常工作。在圖 中系統(tǒng)的最大啟動延遲時間滿足如下運算關系：其中： ：CR6850C的啟動電流 ：系統(tǒng)的啟動延遲時間 ：為 R1 與R2 電阻值之和由于芯片具有低啟動電流的特性并且考慮到空載的系統(tǒng)損耗，可以取得較大，具體值可在 3M 范圍內(nèi)選取, 推薦選用 10uF/50V。如果發(fā)生保護，輸出關斷，導致輔助繞組掉電， 端電壓開始下降，當 端電壓低于芯片的關閉電壓 典型值 10.2V時，控制電路關斷，芯片消耗電流變小，進入再次啟動。 圖 3. 3.1 典型啟動電路需要系統(tǒng)具有更快的啟動時間且在系統(tǒng)本錢允許的情況下，可參考圖3.3.2 電路中 可以取得較小(但需要考慮系統(tǒng)的穩(wěn)定性)， 的取值可

36、以取得較大，這樣既可縮短系統(tǒng)的啟動時間同時也可降低系統(tǒng)空載時的待機功耗。圖 3.3.2 快速啟動電路4啟動電阻 上最大損耗：其中， 是最大輸入整流后電壓。對于一個通用輸入90Vac264Vac，=374V5正常工作頻率 CR6850C 允許設計者根據(jù)系統(tǒng)的使用環(huán)境需要自行調(diào)整系統(tǒng)的工作頻率,其 PWM 頻率為：50K100K；CR6850C 的典型工作頻率為 67kHz，其應用電路如圖 3.4，RI的取值決定了系統(tǒng)的工作頻率，工作頻率的設定可分別由以下公式計算出來。圖3.4 頻率設置電路雖然 CR6850C 推薦系統(tǒng) PWM 的工作頻率范圍可為 50k100kHz，但是芯片系統(tǒng)性能優(yōu)化主要是被

37、設計在 50KHz67KHz 的應用范圍，在應用時請注意。在 PCB layout時應盡可能使 RI 的接地端靠近芯片的 GND 端，以便減少干擾。 6.FB 輸入端CR6850C FB 端口各電壓閾值相對應的系統(tǒng)工作狀態(tài)可通過圖3.5表示。圖3.5 FB 端電壓對應系統(tǒng)工作狀態(tài)0.9V1.4V 為系統(tǒng)在空載或輕載時工作在 CRM 工作模式下的 FB 端電壓；1.2V4.7V 為系統(tǒng)在常態(tài)工作模式下的 FB 端電壓；4.7V 為系統(tǒng)開環(huán)狀態(tài)時FB端電壓，F(xiàn)B端的短路電流典型值為 2.2mA。 CR6850C 采用傳統(tǒng)的電流模式結構設計，其關斷時間根據(jù)峰值電流調(diào)整，通過與主開關管 MOSFET

38、源極相連接的電流反應電阻 Rs轉化成電壓反應到 CR6850C的 SENSE端來實現(xiàn)控制。在正常工作時，這個峰值電流與 FB 具有如下關系式：FB端的電壓。：與主開關管 MOSFET 源極相連接的電流反應電阻阻值。3.1.2 芯片應用圖 3.6 所示為采用CR6850C 的反激式隔離 AC-DC 轉換器的基本電路原理圖，以該電路作為參考，來說明變壓器設計、輸出濾波器設計、元件選擇和反應環(huán)路設計的方法。圖 3.6 采用 CR6850C 的反激式隔離AC- - -DC 轉換器的基本電路原理圖1確定系統(tǒng)規(guī)格 最小 AC 輸入電壓：=242，單位：伏特。 最大 AC 輸入電壓：=200，單位：伏特。

39、輸入電壓頻率：，50Hz 輸出電壓：=12，單位：伏特。 最大負載電流：，單位：安培。 輸出功率：，單位：瓦特。 電源效率：，如無數(shù)據(jù)可供參考，對于低電壓輸出低于 6V應用和高電壓輸出應用，應分別將設定為 0.70.75 和0.80.85。 計算最大輸入功率：，單位：瓦特。2確定輸入整流濾波電容和直流電壓范圍、 輸入整流電容選擇 對于 AC 90264V 寬范圍輸入， 按 23uF/Watt輸出功率選?。粚τ?AC 230V 或者 115V倍壓整流輸入，按 1uF/Watt 輸出功率選取。最小直流輸入電壓 其中，為輸入交流電壓頻率50Hz；為橋式整流大額導通時間，如無數(shù)據(jù)可供參考，那么取 3m

40、s；所有單位分別為伏特、瓦特、赫茲、秒、法拉第。最大直流輸入電壓 3相應工作模式和定義電流波形參數(shù) a)連續(xù)模式電流波形，1b)非連續(xù)模式電流波形，1圖 3.7 電流波形與工作模式當 1，連續(xù)模式，如圖 a；其中： 為初級繞組脈動電流， 為初級峰值電流。 當 1，非連續(xù)模式,如圖 b；在連續(xù)模式設計中，寬電壓輸入時，設定 =0.4；230V 單電壓或者115V 倍壓整流輸入時，設定=0.6。在非連續(xù)模式設計中，設定 =1。 4確定反射的輸出電壓 和最大占空比 。反射電壓 設定在 60V80V。使得 CCM 模式下，最大占空比不超過 0.5，防止發(fā)生次諧波振蕩。連續(xù)模式時計算 ：非連續(xù)模式時計算

41、 ：其中，設定 CR6850C外接功率 MOSFET 漏極和源極 =10V。5用產(chǎn)品手冊選擇磁芯材料，確定選擇有磁芯材料應該考慮高，低損耗及高 材料，還要結合成本考量；建議用 PC40 以上的材質(zhì)。為了防止出現(xiàn)瞬態(tài)飽和效應以低B設計：；式中： 為最大磁通密度擺幅， 為飽和磁通密度， 為剩磁, 為最大磁通,假設 0.3T，需增加磁芯的橫截面積或增加初級匝數(shù) ，范圍之內(nèi)。如 0.2T，就應選擇尺寸較小的磁芯或減小初級匝數(shù) 值。6確定適宜的磁芯實際上，磁芯的初始選擇肯定是很粗略的，因為變量太多了。選擇適宜磁芯的方法之一是查閱制造商提供的磁芯選擇指南。如果沒有可參考資料，可采用下面作為參考。傳遞功率：

42、 電流密度：繞組系數(shù)：式中，單位為，為窗口面積， 為磁芯的截面積， 為正常操作狀態(tài)下的最大磁通密度單位：特拉斯T。為了防止磁芯因高溫而瞬間出現(xiàn)磁飽和，對于大多數(shù)功率鐵氧體磁芯的尺寸越大，越高，所做的功率就越大。7估算 DCM/CCM臨界電流8計算初級繞組與次級繞組匝數(shù)比 或 其中， 和 分別為初級側和次級側匝數(shù)。 為輸出電壓， 為二極管正向電壓：對超快速PN結二極管選取0.7V，肖特基二極管選取0.5V。 為最小輸入直流電壓， 為設置的最大占空比, 為反射電壓。9計算 DCM/CCM臨界時副邊峰值電流：10計算 CCM 狀態(tài)下副邊峰值電流：11計算 CCM 狀態(tài)時原邊峰值電流：12計算副邊電感

43、 及原邊電感 ：由于此電感值為臨界電感，假設需要電路工作于 CCM 那么可增大此電感值，假設需要工作于 DCM 那么可適當調(diào)小此電感值。13確定原邊最小 匝數(shù)與副邊 匝數(shù)：其中單位分別為特拉斯、安培、微亨、平方厘米,，如無參考數(shù)據(jù)，那么使用=0.200.25,以特拉斯(T)為單位。 14次級繞組和輔助繞組初級繞組與次級繞組匝數(shù)比：其中， 和 分別為初級側和次級側匝數(shù)。 為輸出電壓， 為二極管正向電壓：對超快速PN結二極管選取0.7V，肖特基二極管選取0.5V。 然后確定正確的，使得最終的 不得小于。有的時候最終的 比 大得多，這就需要更換一個大的磁芯，或者在無法更換磁芯時，那么通過增加 值來減

44、小，這樣，最終的初級側匝數(shù)也會減小。輔助繞組匝數(shù)：其中， 為輔助繞組整流后的電壓， 為偏置繞組整流管正向電壓；考慮到系統(tǒng)在滿載和空載轉變瞬間，由于能量瞬間導致 下沖誤觸發(fā)UVLO，在系統(tǒng)允許的輸入電壓范圍內(nèi)且輸出為空載時，建議 >11.5V。確定磁芯氣隙長度：其中，單位為毫米，單位為平方厘米，為無間隙情況下的 值，單位為 ()， 單位為(微亨)。通常不推薦對中心柱氣隙磁芯使用小于0.1 mm的值，因為這樣會導致初級電感量容差增大。如果您需要使用小于0.1 mm的值，請咨詢變壓器供給商以獲得指導。15根據(jù)有效值電流來確定每個繞組的導線直徑。當導線很長時1m，電流密度可以取 5。當導線較短且

45、匝數(shù)較少時，610的電流密度也是可取的。應防止使用直徑大于 1mm的導線，防止產(chǎn)生嚴重的渦流損耗并使繞線更加容易。對于大電流輸出，最好采用多股細線并繞的方式繞制，減小集膚效應的影響。 檢查一下磁芯的繞組窗口面積是否足以容納導線。所需的窗口面積由以下公式給出：式中， 為實際的導體面積， 為填充系數(shù)。填充系數(shù)通常為0.20.3。 16確定輸出電容的紋波電流 輸出電容的紋波電流：其中， 為輸出直流電流。17確定次級及輔助繞組最大峰值反向電壓，：次級繞組最大峰值反向電壓：輔助繞組最大峰值反向電壓：18選擇輸出整流管 ×， 為整流二極管的反向額定電壓；3×， 為二極管的直流電流額定值

46、，實際中需注意溫升、反壓、即實際測得的最大電流。表 4.1 局部輸出整流二極管選型表肖 特 基 二 極 管整流二極管VA封裝1N5819401軸向SB140401軸向SB160601軸向MBR160601軸向11DQ0660軸向1N5822403軸向SB340403軸向MBR340403軸向SB360603軸向MBR360603軸向SB540405軸向SB560605軸向MBR74545TO-220MBR76060TO-220MBR10454510TO-220MBR10606010TO-220MBR1010010010TO-220MBR16454516TO-220MBR16606016TO-2

47、20MBR2045CT4520TO-220MBR2060CT6020TO-220MBR2010010020TO-220超快速二極管整流二極管VA封裝UF40021001軸向UF40032001軸向MUR1202001軸向EGP20D2002軸向UF54011003軸向UF54022003軸向EGP30D2003軸向BYV28-200200軸向MUR4202004TO-220BYW29-2002008TO-220BYW32-20020018TO-22019選擇輔助繞組整流管×； 為整流二極管的反向電壓額定值。表4.2 局部輔助整流二極管選型表整流管V整流管V整流管VFR104400UF

48、40032001N41487520確定 SENSE電阻 限制最大輸出功率時，SENSE 電阻選擇：SENSE電阻額定功率21輸出電容的選擇在 105及50KHz 頻率下紋波電流的規(guī)格：必須大于 。ESR 規(guī)格：使用低 ESR 的電解電容。輸出開關紋波電壓等于。 由于電解電容具有較高的ESR，所以有的時候只使用一個輸出電容是不能滿足紋波規(guī)格要求的。此時，可以附加一個 LC 濾波器。在使用附加 LC濾波器時，不要把截至頻率設置得過低。截至頻率過低可能導致系統(tǒng)不穩(wěn)定或者限制控制帶寬。將濾波器的截至頻率設定在開關頻率的 1/101/5左右比擬適宜。為減少大電流輸出時的紋波電流 IRI，可將幾只濾波電容

49、并聯(lián)使用，以降低電容的 r0值和等效電感。電感L：2.2uH4.7uH，對于低電流1A的輸出使用磁珠是可以的。而較高電流輸出可以使用非定制的標準電感。如有必要，可以增大電感的電流額定值從而避免電感上的損耗。電容C：其容量與最大輸出電流 有關,為了減小電容的ESR見可以用幾個電容并并聯(lián)。22輸入整流橋的選擇×；為輸入整流二極管的反向額定電壓；2×；其中 為整流橋的電流額定值。23確定 RCD 箝位電路元件參數(shù) 圖3.8為系統(tǒng)所采用的典型的 RCD 箝位電路。圖 3.8 RCD 箝位電路測量變壓器初級漏電感 ；在測量初級漏電感時應謹慎。如果只是簡單地在其他輸出被短路的情況選進行初級側電感測量，那么測得的漏電感會稍大，因為每個輸出都