UC3845反激式開關電源

1、目錄一、目的錯誤!未定義書簽。二、內容錯誤!未定義書簽。一主電路工作原理及設計錯誤!未定義書簽。單端反激變換器工作原理錯誤!未定義書簽。單端反激變換器的工作模式及基本關系錯誤!未定義書簽。電流連續(xù)時反激式變換器的基本關系錯誤!未定義書簽。電流臨界連續(xù)時反激式變換器的基本關系錯誤!未定義書簽。電流斷續(xù)時反激式變換器的基本關系錯誤!未定義書簽。RCD吸收電路工作原理及設計錯誤!未定義書簽RCD吸收電路工作原理錯誤!未定義書簽RCD電路參數(shù)設計錯誤!未定義書簽變壓器設計錯誤!未定義書簽。確定匝比錯誤!未定義書簽。電感設計錯誤!未定義書簽。磁芯選擇錯誤!未定義書簽。匝數(shù)設計錯誤!未定義書簽。氣隙設計錯

2、誤!未定義書簽。主電路器件的選擇錯誤!未定義書簽。功率開關管的選擇錯誤!未定義書簽。副邊整流二極管的選擇錯誤!未定義書簽。輸出濾波電容的選取錯誤!未定義書簽。鉗位電路設計錯誤!未定義書簽。二控制電路工作原理及設計錯誤!未定義書簽。電流控制技術原理錯誤!未定義書簽。電流控制型脈寬調制器UC3845錯.誤!未定義書簽。UC3845內部方框圖錯誤!未定義書簽UC3845功能介紹錯誤!未定義書簽基于UC3845的控制電路設計.錯誤!未定義書簽開關頻率計算錯誤!未定義書簽。保護電路設計錯誤!未定義書簽。三反饋電路工作原理及設計錯誤!未定義書簽。反饋電路工作原理錯誤!未定義書簽。反饋電路設計錯誤!未定義書

3、簽。穩(wěn)壓器TL431錯誤!未定義書簽。光電耦合器錯誤!未定義書簽。參數(shù)選擇錯誤!未定義書簽。四仿真驗證錯誤!未定義書簽。五總結錯誤!未定義書簽。直流隔離電源變換器設計一、目的1 .熟悉逆變電路和整流電路工作原理，探究PID閉環(huán)調壓系統(tǒng)設計方法。2 .熟悉專用PWM控制芯片工作原理及探究由運放構成的PID閉環(huán)控制電路調節(jié)規(guī)律，并分析系統(tǒng)穩(wěn)定性。3 .探究POWERMOSFET區(qū)動電路的特性并進行設計和優(yōu)化。4 .探究隔離電源的特點，及隔離變壓器的特性。二、內容設計基于脈沖變壓器的DC-AC-D嘎?lián)Q器，指標參數(shù)如下：輸入電壓：90V135Y輸出電壓：12V,紋波1%;輸出功率：50W;開關頻率：3

4、0kHz;輸出電流范圍：20%至滿載；具有過流、短路保護和過壓保護功能，并設計報警電路；具有隔離功能；進行變換電路的設計、仿真（選擇項）與電路調試直流隔離電源變換器設計摘要單端反激變換器是開關變換器的一種基本的拓撲結構，具具有重量輕、體積小、制造工藝簡單、成本低、功耗小、工作電壓范圍寬、安全性能高等優(yōu)點，因此在實際中應用比較廣泛，對單端反激變換器的研究和設計具有重要意義。本次設計實驗首先對反激變換器CCMff口DCM工作模式下的能量傳輸過程及其基本關系進行了分析比較，對RCDT位技術進行了研究，詳細闡述了主電路中的高頻變壓器、MOSFET輸出整流二極管和濾波電容等關鍵參數(shù)設計準則。其次還研究了

5、電流控制技術和基于此技術的UC3845K片的工作原理及特點，進而設計了控制電路。本電路反饋回路采用可調式精密穩(wěn)壓器TL431配合光耦PC817；達到了更好的穩(wěn)壓效果，提高了系統(tǒng)的可靠性。最后對由主電路、控制電路、反饋回路構成的反激變換器閉環(huán)系統(tǒng)進行了詳細設計，并進行了仿真驗證，分析和驗證了電路設計的正確性和準確性。接著根據(jù)系統(tǒng)原理和仿真參數(shù)，進行實際電路的搭建和調試，搭建的實際電路能夠滿足項目要求。一主電路工作原理及設計單端反激變換器工作原理圖1-1給出了反激（Flyback）DC/DC轉換器的主電路及其工作狀態(tài)的電路。它是由開關管S整流二極管D、濾波電容C和隔離變壓器構成。開關管S按照PWM

6、方式工作。變壓器有兩個繞組，初級繞組L1和次級繞組L2,兩個繞組是緊密耦合的。使用的是普通磁材料和帶有氣隙的鐵心。以保證在最大負載電流時鐵心不飽和。圖1-1單端反激變換器的主電路圖在圖1-1中，為Vi輸入電壓、Vo為輸出電壓、Io為輸出電流、S為開關管、L1、L勸儲能電感、iL1為流過電感L1的電流、iL2為流過電感L2的電流，D為續(xù)流二極管、C為輸出濾波電容、Rl為負載電阻。當開關管S導通時，續(xù)流二極管D承受反向偏置電壓而截止，流過電感L1的電流iL1線性增加，儲能電感L1將電能轉換成磁能儲存在電感L1中，此時，負載由輸出濾波電容C供電；當開關管S斷開時，電流iL1降為零，續(xù)流二極管D導通，

7、儲能電感Ll將能量通過互感傳遞給L2,通過L2釋放能量，流過電感L2的電流iL2線性減小，在減小到Io之前，電感電流一部分給負載供電，一部分給電容充電：減小到小于Io后，電容進入放電狀態(tài)，負載由電感和電容共同供電，以維持輸出電壓和輸出電流不變。在開關管S斷開期間，流過電感L2的電流iL2線性減小到零時下一個開通周期還沒有到來，則會出現(xiàn)副邊電感電流斷續(xù)的狀態(tài)。根據(jù)副邊電感電流是否出現(xiàn)斷續(xù)將電路的工作方式分為連續(xù)導電模式(CCM)和不連續(xù)導電模式(DCM)。單端反激變換器的工作模式及基本關系電流連續(xù)時反激式變換器的基本關系(1)開關狀態(tài)1(0-Ton)在t=0瞬間，開關管S導通，電源電壓Ui加在變

8、壓器初級繞組W1上，此時，在次級繞組W2中的感應電壓為Uw2W2Ui,其極性“*”端為正，是二極初級繞組工作，相當于一個電感,管D1截止，負載電流由濾波電容Cf提供。此時，變壓器的次級繞組開路，只有其電感量為L1,因此初級電流八從最小值Ipminp開始線性增加，具增加率為:dipUi(1-1)在tTon時，電流達到最大值IpmaxI P maxI Pmin DuTs在此過程中，變壓器的鐵心被磁化，具磁通量為：也線性增加。磁通(1-2)的增加(1-3)(2)開關狀態(tài)2(Ton-TS在1=丁。口時，開關管S關斷，初級繞組開路，次級繞組的感應電動勢反向，其極性端為負，使二極管D1導通存儲在變壓器磁場

9、中的能量通過二極管D釋放，一方面給電容C充電；另一方面也向負載供電。此時只有變壓器的次級繞組工作，相當于一個電感，其電感量L2。次級繞組上的電壓為Uw2U。，次級電流is從最大值Ismax線性下降，其下降速度為：disU0dtL2(1-4),U；在UdiU0一匚時，電流達到最大值IsmaxoK12Uo丁(1Du)TsL2（1-5）在此過程中，變壓器的鐵心被磁化，具磁通也線性增加。磁通的增加量為：()w2(1Du)Ts(1-6)（3）基本關系在穩(wěn)態(tài)工作時，開光導通鐵心磁通的增加量（）必然等于開關管關斷時的減少量（），即（）（）,則由式（1-3）和式（1-6）可得(1-7)U。W2Du1Du.Ui

10、W11DuK121Du式中，Kl2W1是變壓器初、次級繞組的匝數(shù)比。W2開關管S關斷時所承受的電壓為Ui和初級繞組W1中感應電動勢之和，即Uv UiWluW2Ui1 Du(1-8)在電源電壓Ui一定時，開關管S的電壓和占空比Du有關，故必須限制最大占空比Dumax的值。二極管D承受的電壓等于輸出電壓Uo與輸入電壓Ui折算到次級的電壓之和，即UoUiKl2(1-9)負載電流Io就是流過二極管D1的電流平均值，即1(I2 sminIsmax).(1 Du)(1-10)根據(jù)變壓器的工作原理，下面的兩個表達式成立:MpminW2。W1IpmaxW2Ismax(1-11)由以上各式可得I pmaxW21

11、皿1 DIoI smaxW1Ui2L1fUiDuW2 2L"Du(1-12)電流臨界連續(xù)時反激式變換器的基本關系如果在臨界電流連續(xù)時工作，則式（1-7）仍然成立。止匕時,初級繞組的電流最大值為I pmaxI smaxW1 UiW2 L1.fsDu ,負載電流Io1 I s max (1 Du )，故有臨界連續(xù)負載電流:1 oGIo2L"W2Du(1Du)(1-13)在DU-時，IoG達到最大值I oGUiW18L1. fsW2(1-14)于是（1-13）式可以寫成IoG410GmaR(1Q)(1-15)上式就是電感電流臨界連續(xù)的邊界。電流斷續(xù)時反激式變換器的基本關系在電感電

12、流斷續(xù)時，區(qū)不僅與占空比有關，而且還與負載電流Io有關，下Ui面通過能量守恒進行推導。一個周期T內直流母線電壓Ui提供的功率為2(1-16)P0.5*Lp(Ip)又因Ip(Vdc1)Ton/LP,則有P (Ui 1)Ton22TLp(UiTon)22TLp(1-17)_2("Ton)2TLp(1-18)Uo UiToni Ro:2.5TLP(1-19)設變換器的效率為80%,則有輸入功率=*輸出功率，即:_21.25VoRo可以求得rcd吸收電路工作原理及設計rcd吸收電路工作原理反激變換器中隔離變壓器兼起儲能電感作用，變壓器磁芯處于直流偏磁狀態(tài)，為防止磁芯飽和，需要較大氣隙，因此漏

13、感較大，電感值相對較低。當功率開關關斷時，由漏感儲能引起的電流突變引起很高的關斷電壓尖峰，功率管導通時，電感電流變化率大，電流峰值大，CCM模式整流二極管反向恢復引起功率開關開通時高的電流尖峰。因此，必須用箝位電路來限制反激變換器功率開關電壓、電流應力。RCCffi收電路加在變壓器原邊兩端，電路拓撲如圖1-2所示。功率管S關斷時，變壓器漏感能量轉移到電容C上，然后電阻R將這部分能量消耗掉。圖1-2 RCD吸收電路RCD電路參數(shù)設計功率管截止時，漏感能量等于電容O收的能量121212(1-20)LlkIpmaxC(UDSUi)2-CUreset222式(1-14)中，L1k為變壓器漏感、Lpma

14、x原邊電感電流峰值、Uds為最大漏源電壓、Ureset為電容C®始電壓、Ui為輸入直流電壓。故LlkIpmaxC22(UDSUi)2Ureset2(1-21)(2)電容C上的電壓只是在功率管關斷的一瞬間沖上去，然后應一直處于放電狀態(tài)在功率管開通之前，電容C上的電壓不應放到低于(N1/N2)Uo,否則二極管D導通，RCDf位電路將成為該變換器的一路負載。電阻R根據(jù)下式求得:Joffn(Uds Ui)e RC1UN2 O(1-22)電阻初定最大功率，即箝位電路消耗的功率，為1,1 八2PR2LlkIPmaxf1C(UDSU012 r-CU reset f2(1-23)二極管D承受的峰值電

15、壓為 Ui+(N1/N2)Uo,峰值電流為原邊電感峰值電流Ipmaxo變壓器設計確定匝比加在變換器輸入端的直流電壓最大為 135 V我們選用額定值為500V的mosfet,此時保留50V的裕量。此種情況下，漏極電壓不能超過450V。由上分析知，漏極電壓為 Vz ,于是有Vin Vz 180 Vz 450Vz 450 180 270V(1-24)因為為保證最大占空比小于，需選擇標準150V穩(wěn)壓管。若以%為函數(shù)VOR畫出上述鉗位損耗曲線可發(fā)現(xiàn)，在所有情況下，VZZ=均為消耗曲線上的明顯VOR下降點。因此選擇此值作為最優(yōu)比。則有Vor V/40.7 VZ 0.7 150 105V(1-25)假設28

16、V輸出二極管正向壓降為1V,則匝比為VOR105-R3.62VoVd29(1-26)電感設計由負載功率和電壓，可以得到Io140285A(1-27)一次輸出電壓為Vor ,負載電流為Ior ,其中IORIon53.621.38A(1-28)假定設計效率為80%,則可以得到輸入功率PnPo80%1400.8175W(1-29)于是可以得到平均輸入電流,PnIinvnmn1751.35A130(1-30)I IN平均輸入電流與實際占空比D直接相關因D為一次電流斜坡中心值,且其值與ILR相等，于是有I INDI OR1 D(1-31)解得I INI INI OR1.351.350.51.38二次電流

17、斜坡中心值為Il51 0.510A一次電流斜坡中心值為(1-33)I LRIIn102.76A3.62(1-32)(1-34)根據(jù)以上Ilr值，可得所選電流紋波率情況下的峰值電流1IPK(1-)ILR1.252.763.45Ar(1-35)伏秒數(shù)為EtVonton1300.5401031.625Vms(1-36)設計離線式變壓器時，因需降低高頻銅耗、減小變壓器體積等各種因素,通常將r值設定為左右。根據(jù)“”規(guī)則一次電感為LP1I LREt 1.625r 2.760.51.18mH(1-37)二次電感1.18m仁290.0uH3.62(1-38)磁芯選擇設計磁性元件與特制或成品電感不同，須加氣隙以

18、提高磁芯的能量存儲能力。若無氣隙，磁芯一旦存儲少許能量就容易達到飽和。但對應所需r值，還應確保L值大小。若所加氣隙太大，則必然導致匝數(shù)增多一一這將增大繞組的銅耗。另外，增加匝數(shù)將使繞組占用更大的窗口面積。故此時必須進行折中選擇，通常采用如下公式(一般應用于鐵氧體磁芯，且適用于所有拓撲)0.7(2 r)2rPInf3 cm(1-39)其中f的單位為kHz。則前例可得一_、2(1-40)Ve0.7(20.5)17538.28cm30.540于是開始選取這個體積(或接近)磁芯。在EE55中可以找到，具等效長度和面積在他的規(guī)格中已給出2Ae3.54cmle12.3cm則可得具體積為3VeAele3.5

19、412.343.54cm(1-41)基本滿足要求。匝數(shù)設計電壓相關方程B旦TNA(1-42)使B與L相關聯(lián)。由于給定頻率的r和L表達式等效，故結合這些公式，磁通密度變化取最大值（通過r）,即可得到非常有用的關于r的電壓相關方程式(1-43)N（12）VOND一（適用于所有拓撲）r2Bpk兒f所以若無材料的磁導率、磁隙等信息，只要已知磁芯面積Ae與其磁通密度變換范圍，仍能得到所求的匝數(shù)值。對于大多數(shù)的鐵氧體磁芯，不管有無磁隙，磁通密度變化都不能超過。所以求解N為（一次繞組匝數(shù)）np乙 2、130 0.5(1 + 一) 430.52 0.3 3.54 10 4 40 10338.25 匝(1-44

20、)則28V輸出的二次繞組匝數(shù)為np 38.25ns n 3.6210.57 匝(1-45)分別取整數(shù)為40匝和11匝氣隙設計最后，必須要考慮到材料的磁導率，L與磁導率相關的方程有1 (e)n2h其中，z為氣隙系數(shù)求得N2所以(1-46)lelgz le(1-47)12000 4107 3.54 10 4、磊3 (2) 401.18 1012.3 10(1-48)(1-49)z 9.81最后，求解氣隙長度12.3200019.81gla0.54mm12.39(1-50)主電路器件的選擇功率開關管的選擇功率開關管上承受的電壓應力和電流應力分別為W1UUiUoW21Du1IPK(1)ILR1.252

21、.763.45Ar功率管選用IRF840(8500V)。副邊整流二極管的選擇整流二極管D承受的電壓應力和電流應力分別為UdUoUK12IlpknIpk整流二極管選用MBR10100G(100V/10A)輸出濾波電容的選取輸出濾波電容為式中，K%為紋波率、R為負載電阻,5Ts8K%R輸出濾波電容選用 220uF的電解電容。鉗位電路設計LlkIpmax222(UDSUi)2UM根據(jù)公式（116）來計算吸收電阻R的值，R上的功耗基本為漏感能量通過電容轉化而來，功耗值為1.fPRLlkIpmaxf2由于二極管D和電容C勻有功耗，電阻R的功耗按計算值的一半來考慮。二極管D上通過的峰值電流ID=Ipk=,

22、所以選用肖特基二極管MUR1560(15A/600v)。二.控制電路工作原理及設計電流控制技術原理電流控制技術原理圖，如圖2-1所示，圖中A為誤差放大器，N為PWM比較器,Uref為參考電壓，采用恒頻時鐘脈沖置位鎖存器，輸出脈沖，以驅動功率管導通，使電源回路的電流增大。電源輸出電壓Uo與參考電壓Uref比較放大后，得到誤差電壓Ue。當電流在采樣電阻Rsk的幅度達到Ue時，脈寬比較器的狀態(tài)翻轉，鎖存器復位，驅動撤除，功率管截止。這樣逐個檢測和調節(jié)電流脈沖就可以達到控制電源輸出的目的。r圖2-1電流控制技術原理圖電流控制技術與傳統(tǒng)的電壓控制技術相比，在電路結構上增加了一個電感電流反饋，此電流反饋就

23、作為PWM的斜坡函數(shù)，因此不再需要鋸齒波(或三角波)發(fā)生器。反饋的電感電流，其電流變化率di/dt直接跟隨輸入電壓和輸出電壓的變化而變化，電壓反饋回路中誤差放大器的輸出作為電流給定信號，與反饋的電感電流比較，直接去控制功率開關通斷的占空比，使功率開關的峰值電流受電流給定信號控制。電流控制型脈寬調制器UC3845UC3845內部方框圖UC384舔歹1芯片的內部方框圖，如圖2-2所示%圖2-2UC3845內部方框圖1腳為誤差放大輸出，并可用于環(huán)路補償；2腳是誤差放大器的反相輸入；3腳是電流取樣端，通常通過一個正比于電感器電流的電壓接到這個輸入，脈寬調制器使用此信息中止輸出開關的導通；4腳為RT/C

24、用，通過將電阻RT1至Vref并將CT1至地，使得振蕩器頻率可調；5腳為接地端；6腳為輸出端，輸出開關頻率為振蕩器的一半；7腳為Vc喇；8腳為參考輸出，它經R晌電容CT®供充電電流，可提供大電流圖騰柱輸出，輸出電流達1A。UC3845功能介紹(1)過壓保護和欠壓鎖定當工作電壓Vc次于36VW,穩(wěn)壓二極管穩(wěn)壓，使內部電路在小于36V下可靠工作；而當欠壓時，有鎖定功能。在輸入電壓U小于開啟電壓閥值時，整個電路耗電lmA,降壓電阻功耗很小。此芯片采用了兩個欠壓鎖定比較器來保證在輸出級被驅動之前，集成電路已完全可用，正電源端和參考輸出各由分離的比較器監(jiān)視，每個都具有內部的滯后，以防止通過它們

25、各自的門限時產生錯誤輸出動作。(2)振蕩頻率的設置如圖所示，UC38355片8腳和4腳之間接RT,4腳和5腳之間接CT,8腳5V基準電源1.72經RT合定時電容C優(yōu)電，U振蕩器工作頻率f為(2-1)誤差放大器的補償UC3845勺誤差放大器同相輸入端接在內部+2.5V基準電壓上，反相輸入端接受外部控制信號，其輸出端可外接RCW絡，然后接到反相輸入端，在使用過程中，可改變R、C的取值來改變放大器的閉環(huán)增益和頻率響應。電流檢測和限制正常運行時，檢測電阻K的峰值電壓由內部誤V(pin1) 1.4V(2-2)電流檢測電路，如圖3-3所示。差放大器控制，滿足式(2-2)。Ipk圖2-3電流檢測與限制V(p

26、in1)為誤差放大器輸出電壓、Ipk為檢測電流。UC384的部電流測定比較器(pln)p反向輸入端箝位電壓為V最大限制電流Ipk(max)1V0在R辭口3腳之間，常用R、CRs組成一個濾波器，用于抑制功率管開通時產生的電流尖峰，其時間常數(shù)近似等于電流尖峰持續(xù)時間(通常為幾百納秒)。(5)內部鎖存器UC384吶部設置有PWM鎖存器，加入鎖存器可以保證在每個振蕩周期僅輸出一個控制脈沖，防止噪聲干擾和功率管的超功耗。(6)圖騰柱輸出UC3845勺輸出級為圖騰柱式輸出電路，輸出晶體管的平均電流為±200mA,最大峰值電流可達4-1A,由于電路有峰值電流自我限制的功能，所以不必用入電流限制電阻

27、。(7)驅動電路UC3845勺輸出能提供足夠的漏電流和灌電流，非常適合驅動N溝道MOS率晶體管，圖2-4(a)為直接驅動N溝道MOS率管的電路，此時UC184W口MOSFEE間不必進行隔離。若需隔離可采用圖2-4(b)所示的FB離式MOSFET勺驅動電路。(A)(b)圖2-4驅動電路基于UC3845的控制電路設計控制電路原理圖如圖2-5所示。穩(wěn)壓管VZ2和電阻R3是為了防止脈沖信號電壓過高而照成開關管的損壞，對電路進行穩(wěn)壓，考慮到開關所能承受的電壓，選取15V的穩(wěn)壓管，電阻R3=20%電阻R11和電容C13組成RC濾波器對6腳輸出的脈沖電壓進行濾波，所以R11=20歐姆，C13=4700pE開

28、關頻率計算如圖2-5所示，UC3844的腳8與腳4間電阻R8及腳4的接地電容C17決定了芯片內部的振蕩頻率，由于UC3844內部有個分頻器，所以驅動MOSFETS率開圖2-5驅動電路原理圖關管的方波頻率為芯片內部振蕩頻率的一半。本實驗設計的電路頻率為40KHz,則UC3845的振蕩器工作頻率為80KHz電阻R8一股取10k,則電容C17由式2-1計算可得為。電容C18取為。保護電路設計如圖2-5所示，電源電壓過壓時，2腳電壓將會增大，當增大到一定值后，UC3845將會關斷PWM波，即讓6腳輸出為0,MOS管Q1關斷，電源電壓自然就會下降，下降到一定程度后，反饋電壓VFB也同時變小，這樣UC38

29、45的6腳又開始輸出PWM波，控制MOS管的開通關斷，使電壓維持在12V左右。MOSFE初率開關管的源極所接的R6是電流取樣電阻，變壓器原邊電感電流流經該電阻產生的電壓經濾波后送入UC3844的腳3,構成電流控制閉環(huán)。當負載短路或過流時，通過MOS管的電流增大，則取樣電阻R6上的電壓也會升高，當三腳的電壓高于1V時，電流采樣比較器輸出高電平使PWM鎖存器置0而使輸出封鎖，從而達到保護的效果。若故障消失，下一個時鐘脈沖到來時將使PWM鎖存器自動復位。由于MOS管開通關斷時，有可能產生電流尖峰，并傳遞到UC3845的3腳，為防止UC3845誤保護，我們在R6上并聯(lián)一個RC濾波電路，其中R5=1KC

30、14=470pF這樣就可以濾除電流尖峰，防止誤保護。由式1-35知，峰值電流為，則R6取0.3/5Wo三.反饋電路工作原理及設計反饋電路是通過輸出電壓引起光電耦合器PC817二極管-三極管上的電流變化取控制UC384a調節(jié)占空比，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。電路核心器件PC817和TL431。圖3-1所示為反饋電路原理圖，輸出經過TL431反饋并將誤差放大，TL431陰陽極間電壓變化，引起流過光耦PC817發(fā)光部分的電流變化，而處于電源高壓邊的光耦感光部分得到反饋電壓，用來調整的UC3845控制器輸出的PWM波的開關時間，從而得到一個穩(wěn)定的直流電壓輸出。圖3-1反饋電路原理圖反饋電路工作原理當輸出

31、電壓有變大趨勢時，經兩電阻R13和WR1分壓后接到TL431的參考輸入端（誤差放大器的反向輸入端）的電壓升高，與TL431內部的基準參考電壓作比較，使得TL431陰陽極間電壓Vka降低，進而光耦二極管的電流If變大，于是光耦發(fā)光加強，感光端得到的反饋電壓也就越大。UC3845在接受這個變大反饋電壓后，與其內部的基準電壓進行比較后導致腳1的電平變低，經過內部電流檢測比較器與電流采樣電壓進行比較后輸出變高，PWM鎖存器復位，或非門輸出變低，于是關斷開關管，使得脈沖變窄，縮短MOSFE也率管的導通時間，于是傳輸?shù)酱渭壘€圈和自饋線圈的能量減小，使輸出電壓Vo降低。反之亦然，總的效果是令輸出電壓保持恒定

32、，不受電網(wǎng)電壓或負載變化的影響，達到了實現(xiàn)輸出閉環(huán)控制的目的。反饋電路設計穩(wěn)壓器TL431TL43俅用DIP-瞅TO-92M裝形式，引腳排列分別如圖3-2所示。3個引腳分別為：陰極（CATHODE、陽極（ANODB和參考端（REF。圖中，A為陽極，使用時需接地；K為陰極，需經限流電阻接正電源；UREF1輸出電壓UO的設定端，外接電阻分壓器；NE空腳。圖3-2 TL431封裝圖及等效電路圖DIPS軻裝內封裝由TL431的等效電路圖可以看到，Uref是一個內部的基準源，接在運放的反相輸入端。由運放的特性可知，只有當RE端（同相端）的電壓非常接近Uref（）時，三極管中才會有一個穩(wěn)定的非飽和電流通過

33、，而且隨著RE端電壓的微小變化，通過三極管VT勺電流將從1至ij100mA變化。前面提到TL431的內部含有一個的基準電壓，所以當在RE端引入輸出反饋時，器件可以通過從陰極到陽極很寬范圍的分流，控制輸出電壓。如圖3-3所示的電路，當R儕DR2的阻值確定時，兩者對Vo的分壓引入反饋，若Vo增大，反饋量增大，TL431的分流也就增加，從而又導致Vo下降。顯見，這個深度的負反饋電路必然在Uref等于基準電壓處穩(wěn)定，此時Vo=（1+R/R2）Vref。圖3-3 TL431典型應用電路選擇不同的R1和R2的值可以得到從到36V范圍內的任意電壓輸出，特別地，當R1=R方寸，Vo=5M需要注意的是，在選擇電

34、阻時必須保證TL431工作的必要條件，就是通過陰極的電流要大于1mA。光電耦合器此處選用光電耦合器PC817,PC81和常用的線性光耦，具有上下級電路完全隔離的作用，相互不產生影響，具有如下特點：(1)輸入和輸出之間的隔絕電壓高：5000V(2)電流傳輸比CTR:IF=5mA,VCE=5V最小值為50%(3)緊湊型雙列直插封裝PC817t電耦合器不但可以起到反饋作用還可以起到隔離作用。其內部框圖如圖3-4所示。圖3-4 PC817等效電路圖極極 極板射電 陽陰發(fā)集 12 3 4當輸入端加電信號時，發(fā)光器發(fā)出光線，照射在受光器上，受光器接受光線后導通，產生光電流從輸出端輸出，從而實現(xiàn)了“光-電-

35、光”的轉換。普通光電耦合器只能傳輸數(shù)字信號(開關信號)，不適合傳輸模擬信號。線性光電耦合器是一種新型的光電隔離器件，能夠傳輸連續(xù)變化的模擬電壓或電流信號，這樣隨著輸入信號的強弱變化會產生相應的光信號，從而使光敏晶體管的導通程度也不同，輸出的電壓或電流也隨之不同。參數(shù)選擇TL43停考輸入端的電流參考值為2uA,為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響，通常取流過電阻R13的電流為參考/&入端電流的100倍以上，根據(jù)公式4-1計算，取R13的值為10kR13<=200uA=(3-1)根據(jù)TL431的特性，R1&WR1、Uo、Ureft固定的關系：WR1,、Uo1-；*Ure

36、f(3-2)R13R13則，WR1(UoUref)*3-3Uref上式中，Uref為，Uo為28V,根據(jù)(3-3)式計算得出WR1=102K為了取得合適的R11值，首先根據(jù)PC817Wce與Ic關系曲線確定PC817!極管正向電流If。UC3845勺誤差放大器/&出電壓擺幅<Uo<,由圖3-5可知，當PC8171極管正向電流If在5mA右時，三極管的集射電流Icft5mA左右變化，集射電壓Uce在很寬的范圍內線性變化，符合UC3845勺控制要求。5mA6.25mA0.8PC817勺電流彳輸比CTR=-,按公式4-4計算得出通過PC81衲部發(fā)光二級管的最小電流為：(3-4)I

37、cIIfminCTRTIA31最大電流為100mA,故取流過R11發(fā)光二極管能承受的最大電流為50mA的Ifmax為50mA,根據(jù)公式3-5和3-6,28V 2.5V 1.2V 3.9K(3-5)-UoUkaUfmin6.25mARSIIfmin(3-6)UOUkaUfmax28V2.5V1.4VRs482Ifmax50mA選擇RS勺取值為500歐姆，<目)U-R匕aMTl 金OW余電俄發(fā)射彼電壓圖3-5 PC81確集電極電流與集電極發(fā)射機電壓此電路設計中還增加了提升低頻增益電路，用電阻R12和電容C19用接于控制端和輸出端，來壓制低頻（100Hz）紋波和提高輸出調整率，即靜態(tài)誤差。四.

38、仿真驗證仿真電路由主電路、控制電路、反饋回路組成的整個系統(tǒng)進行了仿真，如圖4-1所示。主電路主要由由MOSFETF關管、整流二極管、濾波電容、隔離變壓器和RCD吸收電路構成。控制電路采用UC3845峰值電流控制芯片。反饋電路采用輸出電阻分壓取樣，經過可調精密穩(wěn)壓器TL431和光電耦合器PC817給到控制芯片2腳VfboMOSFE砌率開關管的源極所接的電阻是電流取樣電阻，變壓器原邊電感電流流經該電阻產生的電壓經濾波后送入UC3845的腳3,構成電流控制閉環(huán)，當負載短路或過流時，達到保護的效果。由于MOS管開通關斷時，有可能產生電流尖峰，并傳遞到UC3845的3腳,為防止UC3845誤保護，并聯(lián)了一個RC濾波電路。由于MOS管開通關斷時，有可能產生電流尖峰，并傳遞到UC3845的3腳，為防止UC3845誤保護，并聯(lián)了一個RC濾波電路圖4-1整體電路圖當輸出電壓Vo有變大趨勢時，經兩電阻和分壓后接到TL431的參考輸入端（誤差放大器的反向輸入端）的電壓升高，與TL431內部的基準參考電壓作比較，使得TL431陰陽極間電壓Vka降低，進而光耦二極管的電流If變大，于是光耦發(fā)光加強，感光端得到的反饋電壓也就越大。UC3845在接受這個變大反饋電壓后,與其內部的基準電壓進行比較后導致腳1的電平變低，又因電流采