信號(hào)參考電源層的仿真分析(20210205215814)

1、大多數(shù)layout工程師以及SI/硬件工程師都知道，信號(hào)除了不能跨分割層布線之 外，一般還不容許參考電源層布線的（當(dāng)然，這里指的高速高頻信號(hào)），為什么不 能參考電源層？究竟會(huì)帶來(lái)多大影響？如果疊層空間限制的情況下可以容許哪 些信號(hào)參考電源？針對(duì)這些問(wèn)題，本篇將結(jié)合ANSYS/Ansoft仿真軟件進(jìn)行理論 及仿真方法介紹。1參考電源層的回流路徑首先，從信號(hào)回流路徑的角度開(kāi)始基本理論的回顧。一個(gè)簡(jiǎn)單四層PCB信號(hào)通過(guò)過(guò)孔換層參考電源，具信號(hào)的回流路徑如圖 1示意：GNDPOWER圖1信號(hào)回流路徑由上圖可見(jiàn)，當(dāng)高速信號(hào)在信號(hào)線上傳播時(shí)，在信號(hào)電流向前傳播的過(guò)程當(dāng)中，由于與參考平面之間存在容性耦合，所

2、以當(dāng)發(fā)生 dV/dt時(shí)，就會(huì)有電流經(jīng)耦 合電容流向參考平面的現(xiàn)象，傳輸線正下方位置都會(huì)有瞬態(tài)電流流回到源端電路。如果信號(hào)的參考為電源平面，那么信號(hào)回流將首先流向電源層，然后再通過(guò)電源 與地網(wǎng)絡(luò)之間的Cpg流向地網(wǎng)絡(luò)，最后再經(jīng)地層流向源端電路，最終形成一個(gè) 完整的電流回路。我們都知道，控制好高速信號(hào)的回路阻抗非常關(guān)鍵，因?yàn)樗苯佑绊懙叫盘?hào)傳輸特性。當(dāng)信號(hào)參考電源層布線時(shí)，回流路徑當(dāng)中對(duì)信號(hào)影響最大的就是 Cpg電源與 地網(wǎng)絡(luò)之間的容性通道。它可以是電源地網(wǎng)絡(luò)上分布復(fù)雜的退耦電容，也可能包 含電源地層平面之間的平板電容，構(gòu)成非常復(fù)雜，在各個(gè)頻點(diǎn)所表現(xiàn)的阻抗特性 都不一樣，難以量化與控制。所以不建議

3、高速信號(hào)參考電源。卜面通過(guò)仿真軟件來(lái)幫忙我們看看具體信號(hào)傳輸差異那么究竟有多大影響， 的情況2,參考電源層的仿真分析2.1 基礎(chǔ)研究模型的建立有了以上理論了解之后，接下來(lái)通過(guò)仿真技術(shù)協(xié)助研究，到底參考電源層會(huì) 跟信號(hào)傳輸帶來(lái)怎樣的影響？為了說(shuō)明問(wèn)題，把模型簡(jiǎn)單化，這里利用板級(jí)仿真工具SIwave的自行建模功能（也可通過(guò)版圖工具畫一個(gè)類似 PCB走線再導(dǎo)入）建立一個(gè)簡(jiǎn)單的10X10 四層PCB,疊層分布為SIG/GND/PWR/SIG ,第二層全部為地，第三層電源平面 為一小塊不規(guī)則平面，如下圖，并布置兩根傳輸線，一根為表層走線，此案例中， 它屬于完全參考地層平面的微帶線，一根為表層走線經(jīng)過(guò)孔到

4、底層走線的微帶線， 屬于部分參考地層又部分參考電源層的走線。 即建立了我們需要研究的參考電源 的信號(hào)模型。如圖2所示：Layers霾跳走線Gid,聲a ¥國(guó)W眄X 二一.Prapenti賽展鯉過(guò)孔到雇層走線第三層電睥平面圖2簡(jiǎn)單的四層PCB模型2.2 回流仿真分析通過(guò)SIwave2014以上版本的AC CURRENTS功能可以進(jìn)行信號(hào)回流路徑 的仿真分析，只需要在兩條傳輸線兩端分別添加相應(yīng)頻率的信號(hào)源和負(fù)載，即可仿真得到信號(hào)源傳輸時(shí)，各個(gè)平面層上的電流分別情況。如圖3所示，顯示為地 層的電流分布，跟前面理論分析結(jié)論非常一致。完全參考地層的傳輸線，回流路 徑主要集中在走線正下方，而參考

5、電源層的信號(hào)回流會(huì)經(jīng)電源地耦合到地層上， 所以在電源與地層重疊的地方分布， 不同頻點(diǎn)的回流分布也不盡相同，這勢(shì)必會(huì) 影響信號(hào)傳送質(zhì)量，同時(shí)也可能對(duì)外界電路造成干擾。圖3信號(hào)回流分布圖2.3頻域S參數(shù)分析通過(guò)對(duì)兩條傳輸線建立端口，然后利用 SIwave的HFSS 3D Layout （超高 頻段，還是HFSS精度更讓人放心，并且3D layout在模型編輯便捷性及求解 效率方面提升很多，不用再在HFSSI面糾結(jié)波端口 /集總端口的建立）進(jìn)行SYZ 參數(shù)分析之后觀察兩者之間的插入損耗 S21的差異，如圖5:圖4 HFSS 3d layout自動(dòng)建立的三維模型圖5兩條傳輸線的S21曲線通過(guò)觀察S21

6、曲線，可知在1GHz以下兩種走線的傳輸差異并不太大（這 里的頻率是指單頻點(diǎn)正余炫波，而非方波/時(shí)鐘頻率）。頻率越高，S21差異相 對(duì)越大，尤其是在突點(diǎn)尖峰頻率。為什么會(huì)有這些尖峰？實(shí)際上是來(lái)源于電源地 平面之間在尖峰頻點(diǎn)的諧振，當(dāng)回流流經(jīng)這些諧振頻點(diǎn)時(shí)，自然會(huì)有較大的能量 損耗。通過(guò)SIwave的諧振分析功能也可進(jìn)一步驗(yàn)證這一論點(diǎn)，如下圖6, SIwave分析得到的諧振頻點(diǎn)，尖峰頻點(diǎn)基本都在其中。Re Free EHeE Pneq (GHz-kWsveierol-I fri)ai1 075251&64O.EJ 11037333Z2 535pWM028114344B 712ZTO 70D

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9、 plianes; criQjHlpUtd.and圖6 SIwave的諧振分析結(jié)果實(shí)際上，觀察頻域曲線差異并不是很直觀，因?yàn)樗鼈儽容^的是單頻點(diǎn)的傳送 差異，而通常我們傳輸?shù)氖菍掝l帶的類方波信號(hào)，所以在時(shí)域上進(jìn)行波形的對(duì)比驗(yàn)證才是最關(guān)鍵的，也是最直觀的。下面通過(guò)designer軟件導(dǎo)入兩條傳輸線的S參數(shù)模型，然后分別施加同樣的理想信號(hào)源以及50ohm的負(fù)載端接，進(jìn)行時(shí)域上的眼圖分析，如圖7建立仿真電路，觀察不同傳輸頻率情況下的差異NET-1hslET-1 ONET-2OJET-2 O圖7 Designer建立的時(shí)域仿真電路完成仿真之后，觀察10Gbps信號(hào)傳輸眼圖，如圖8,可以發(fā)現(xiàn)參考電源層 的傳輸線，接收眼圖的眼睛張開(kāi)程度已經(jīng)變得更小，并且眼皮也更粗，抖動(dòng)加大， 如果添加信號(hào)源抖動(dòng)，或信號(hào)線再長(zhǎng)一些，再經(jīng)過(guò)連接器或過(guò)孔或封裝這些阻抗 不連續(xù)互連結(jié)構(gòu)，那么很有可能就會(huì)出現(xiàn)信號(hào)完整性問(wèn)題。隨著頻率的下降，兩者傳輸信號(hào)的質(zhì)量差異也在逐漸減小，如下面5Gbps和IGbps信號(hào)眼圖。圖8傳輸10Gbps信號(hào)的眼圖差異q 444 49W*giW =84S44dd1 f*,nraiwi1iM£l44iT5D 44圖10傳輸IGbps信號(hào)的眼圖差異圖9傳輸5Gbps信號(hào)的眼圖差異綜上所述,信號(hào)參考電源層會(huì)跟信號(hào)質(zhì)量帶來(lái)影響，電源地層之間的阻抗會(huì)是影響的主要因素,信號(hào)頻率越高