基于Matlab的單相電壓型PWM整流電路仿真與設(shè)計(jì)(共39頁(yè))

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上基于Matlab的單相電壓型PWM整流電路仿真與設(shè)計(jì)摘 要現(xiàn)代工業(yè)中，很多場(chǎng)合需要進(jìn)行電能變換,例如把直流電能變?yōu)榻涣麟娔?交流電能變?yōu)橹绷麟娔?。直流電能變?yōu)榻涣麟娔苡赡孀兤鲗?shí)現(xiàn),交流電能變?yōu)橹绷麟娔苡烧髌鲗?shí)現(xiàn)。隨著整流器的廣泛應(yīng)用，關(guān)于傳統(tǒng)整流器的一些問題也日益突出，輸入功率因數(shù)較低，輸入電流含有大量諧波。針對(duì)傳統(tǒng)的不控整流和相控整流中存在的諧波污染問題，采用直接電流控制中的雙環(huán)控制策略，設(shè)計(jì)了單相全橋電壓型PWM整流器的控制系統(tǒng)。建立了系統(tǒng)的SIMULINK模型并進(jìn)行了仿真。仿真結(jié)果表明：該控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)合理,參數(shù)選取適當(dāng)，能實(shí)現(xiàn)有效控制。 詳細(xì)分析單相電壓型

2、PWM整流電路的工作原理和工作模式。說(shuō)明通過(guò)對(duì)PWM電路進(jìn)行控制，選擇合適的工作模式和工作時(shí)序，可使PWM整流電路的輸出直流電壓得到有效的穩(wěn)定。 近年來(lái)PWM整流器迅速成為了研究熱點(diǎn)，因?yàn)樗粌H獲得了可控的AC/DC變換性能，而且具有輸入單位功率因數(shù)和低諧波電流,能量雙向傳輸?shù)葍?yōu)點(diǎn)。關(guān)鍵詞：?jiǎn)蜗嚯妷盒?；PWM整流；功率因數(shù)；Matlab仿真The single-phase voltage source PWM rectifier circuit based on Matlab simulation and designAbstract In modern industry, we need f

3、or power conversion on many occasions, for example, the exchange of AC power into DC power and DC power into AC power.AC power can be transferred into DC power by using the rectifier and DC power can be transferred into AC power by using the inverter. Since the rectifiers are extensively used, sever

4、al problems with regard to traditional rectifiers have arisen in recent years, such as a low input power factor,and the harmonics in the input currents.In order to eliminate the harmonic pollution caused by the traditional phase controlled or uncontrolled rectifiers, a single-phase full-bridge volta

5、ge-type rectifier has been designed in which the 2-ring control PWM technique of directly current-controlled strategies is adopted.And the SIMULENK model has been built to simulate this system. The result thus indicates that the control system is of logical configuration and proper parameter. The th

6、eory and working modes about single-phase voltage source PWM rectifier are elaborately analysed in this paper,which illust rate that the voltage in DC side can be effectively stabilized with PWM control by selecting burst mode and time. Therefore, pulse-width modulated rectifiers have rapidly attrac

7、ted the research interest over the past few years due to some of their significant advantages, such as controllable of AC-DC voltage, unity power factor, low harmonic distortion of input currents, power regeneration capability, etc.Keywords：single-phase voltage type；PWM Rectifier；The power factor；Ma

8、tlab Simulation.目 錄第1章 1.11.21.3第4章插圖清單 圖2-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖4圖2-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形5 圖2-3 PWM波代替正弦波5圖2-4 規(guī)則采樣法.7圖2-5 滯環(huán)比較法控制的原理框圖8圖3-1 乘法器控制的PFC原理框圖.11圖3-2 電感輸入型與電容輸入型PFC電路圖13圖3-3 兩級(jí)式和單級(jí)式PFC變換器方框圖.14圖3-4 典型的乘法器方式PFC電路.16圖3-5 電壓跟隨器Boost PFC 電路.16圖3-6 升壓型PFC電路.18圖3-7 降壓型PFC電路.19 圖3-8 升降壓型PFC電路19 圖3-9 正激

9、型PFC電路20 圖3-10 反激型PFC電路20圖3-11 單級(jí)電路21圖4-1 APFC電路原理圖22圖4-2 Matlab整流電路仿真電路圖25圖4-3 網(wǎng)側(cè)電壓的參數(shù)26圖4-4 PID調(diào)節(jié)器的參數(shù)26圖4-5 Relay滯環(huán)比較器的參數(shù)26圖4-6 Mosfet參數(shù)27圖4-7 二極管參數(shù)27 圖4-8 仿真時(shí)的環(huán)境參數(shù)28圖4-11 輸出電壓uo的仿真波形28圖4-12 ui和ii的仿真波形29圖4-13 Ud和iL的波形29圖4-14 功率因數(shù)仿真波形30圖4-15 Subsystem.30圖4-16 Subsystem131 專心-專注-專業(yè)表格清單 表3-1 電感輸入型與電容

10、輸入型PFC電路的對(duì)偶性對(duì)照.12引 言第1章 概述功率因數(shù)校正（PFC）技術(shù)誕生與20世紀(jì)80年代，它采用的是高頻開關(guān)工作方式，具有體積小，重量輕，效率高，輸入功率因數(shù)（PF）接近1的優(yōu)點(diǎn)，因而受到了人們的關(guān)注。但20世紀(jì)80年代的功率因素校正技術(shù)大部分是寄予Boost電路原理。所以說(shuō)20世紀(jì)80年代是Boost功率因素校正年代。這個(gè)階段的注意特點(diǎn)是：校正器采用的是“乘法器（Multiplier）原理進(jìn)行控制，校正器工作在連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM）可以獲得較大的功率轉(zhuǎn)換容量。但是控制比較復(fù)雜，不適合200以下小容量使用：20世紀(jì)80年代后期又針對(duì)小容量整流器提出了電壓跟隨器校正技術(shù)，校正器工作在

11、不連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM），使控制電路大大簡(jiǎn)化，很適合200以下小容量整流器使用，一般不能用在較大功率整流器中。大家熟知,在傳統(tǒng)的變流電路中,晶閘管可控整流裝置的功率因數(shù)會(huì)隨著其觸發(fā)角的增加而變壞,這不但使得電力電子類裝置成為電網(wǎng)中的主要諧波因素,也增加了電網(wǎng)中無(wú)功功率的消耗。PWM整流電路是采用脈寬調(diào)制技術(shù)和全控型器件組成的整流電路,能有效地解決傳統(tǒng)整流電路存在的問題。通過(guò)對(duì)PWM整流電路進(jìn)行有效的控制,選擇合適的工作模式和工作時(shí)序,從而調(diào)節(jié)了交流側(cè)電流的大小和相位,使之接近正弦波并與電網(wǎng)電壓同相或反相,不但有效地控制了電力電子裝置的諧波問題,同時(shí)也使得變流裝置獲得良好的功率因數(shù)；同時(shí)PWM控

12、制主要用于逆變電路，主要采用電流滯環(huán)法控制，這種控制電路主要是硬件電路簡(jiǎn)單，經(jīng)濟(jì)，而且對(duì)電壓的利用率高，對(duì)網(wǎng)側(cè)污染少，提高了功率因素。SPWM(Sinusoidal PWM)法是一種比較成熟的,目前使用較廣泛的PWM法.前面提到的采樣控制理論中的一個(gè)重要結(jié)論:沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí),其效果基本相同.SPWM法就是以該結(jié)論為理論基礎(chǔ),用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關(guān)器件的通斷,使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應(yīng)區(qū)間內(nèi)的面積相等,通過(guò)改變調(diào)制波的頻率和幅值則可調(diào)節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。PWM調(diào)制是現(xiàn)

13、代發(fā)展起來(lái)的一項(xiàng)技術(shù)，工程上主要有滯環(huán)比較法和三角波比較法，較之后者，滯環(huán)比較控制方式的硬件電路簡(jiǎn)單，屬于實(shí)時(shí)控制，電流響應(yīng)快，對(duì)負(fù)載的適應(yīng)性強(qiáng)，由于不需要載波，所以輸出電壓不含特定頻率的諧波分量，另外，這種控制方式，有利于提高電壓利用率，但在響應(yīng)快的同時(shí)，電流脈動(dòng)也很大，而且滯環(huán)的寬度也難控制，若寬度過(guò)大，開關(guān)頻率和開關(guān)損耗可降低，但跟蹤誤差增大，若寬度過(guò)小，開關(guān)頻率和開關(guān)損耗增大，跟蹤誤差可減小，再者，如果寬度固定，電流跟隨誤差范圍也是固定的，但是開關(guān)器件的頻率是變化的，這就對(duì)電力器件的工作頻率提出了更高的要求，今后電力電子技術(shù)將會(huì)得到進(jìn)一步發(fā)展，高頻電力電子器件會(huì)應(yīng)運(yùn)而生，對(duì)上面目前不足

14、將得到很大的改善。 1.1課題研究的意義在工業(yè)技術(shù)迅速發(fā)展的今天，人們對(duì)所使用的電能的質(zhì)量要求越來(lái)越高；隨著能源危機(jī)的日益嚴(yán)重，以節(jié)能高效,合理優(yōu)質(zhì)使用電能為特點(diǎn)的電力電子裝置得到空前的發(fā)展。現(xiàn)在經(jīng)過(guò)轉(zhuǎn)換加工處理后再供家庭和公共使用的電能占整個(gè)國(guó)家的發(fā)電量的比例的大小，已經(jīng)成了衡量一個(gè)國(guó)家科學(xué)技術(shù)水平高低的重要標(biāo)志。根據(jù)相關(guān)資料記述，1995年發(fā)達(dá)國(guó)家中有75%左右的電能是經(jīng)過(guò)電力電子技術(shù)變換或控制后在使用。進(jìn)入21世紀(jì)后，將有95%電能需經(jīng)過(guò)轉(zhuǎn)換及加工處理后在使用。而美國(guó)預(yù)計(jì)到21世紀(jì)頭二三十年，整個(gè)美國(guó)所產(chǎn)生的電能都會(huì)經(jīng)過(guò)轉(zhuǎn)換及加工處理后再供家庭及公眾所使用。電力電子技術(shù)在人們的日常生活帶

15、來(lái)便利的同時(shí)，也引起一個(gè)新問題，即對(duì)電網(wǎng)的污染問題。傳統(tǒng)的整流電路基本都采用不控整流，輸出并聯(lián)大電容濾波。這種電路的優(yōu)點(diǎn)是具有非常高的可靠性，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，已使用方便，不需要控制電路，因此在20世紀(jì)時(shí)用到此電路的地方十分多。但此種整流器的大規(guī)模應(yīng)用的同時(shí)也產(chǎn)生了幾個(gè)方面的問題。（1） 二極管的整流將會(huì)使得電網(wǎng)側(cè)的電流波形發(fā)生很大的變化，從而使得功率因數(shù)下降很多。無(wú)邊功率的大量損失會(huì)給電網(wǎng)帶來(lái)計(jì)劃外的風(fēng)險(xiǎn)，不單是電線路的損失加大，而起非常嚴(yán)重地影響了供電的電能質(zhì)量。（2） 進(jìn)一步研究二極管整流電路輸入電流的頻譜，我們發(fā)現(xiàn)輸入電流中包含有比較多的低次諧波流。（3） 因?yàn)槎O管是單向?qū)щ?，所以?duì)交流的變

16、頻調(diào)速系統(tǒng)而言，電機(jī)制動(dòng)的再生能量將無(wú)法回饋給電網(wǎng)，因此提高系統(tǒng)的效率及性能方面而言有一定的局限性。（4） 深控時(shí)網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)降低。（5） 閉環(huán)控制時(shí)動(dòng)態(tài)響應(yīng)相應(yīng)來(lái)說(shuō)較慢。 展望21世紀(jì)電力電子產(chǎn)業(yè)或電源產(chǎn)業(yè)的發(fā)展趨勢(shì)，其動(dòng)向就是圍繞提高效率、提高性能、消除電力公害、減少電磁干擾和電噪聲進(jìn)行不懈的研究。為此，我國(guó)電力電子行業(yè)未來(lái)幾年開展研究的重點(diǎn)領(lǐng)域應(yīng)是進(jìn)一步提高電能變換效率，降低待機(jī)損耗；避免電力公害，盡量減少網(wǎng)側(cè)電流諧波，并使網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)接近1；提高電源裝置和系統(tǒng)的電磁兼容性；降低電噪聲；通過(guò)實(shí)施高頻化、元件小型化和先進(jìn)工藝，實(shí)現(xiàn)產(chǎn)品的小型化和輕量化。1.2國(guó)內(nèi)外研究現(xiàn)狀國(guó)內(nèi)外都在基于D

17、SP的移相全橋倍流整流電路的研究，中大功率場(chǎng)合下，由于開關(guān)管電壓應(yīng)力低、易于實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)等優(yōu)點(diǎn)，移相全橋電路得到比較廣泛的應(yīng)用。其副邊的整流電路形式主要有：全橋、全波、倍流等方式。全橋方式應(yīng)用于輸出電壓較高的場(chǎng)合。對(duì)于輸出電壓不高的場(chǎng)合，全波電于其元件少，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)得到廣泛應(yīng)用。但它也存在一些問題，諸如占空比丟失、整流二極管的反向恢復(fù)引起的電壓尖峰以及兩橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS（零電壓開關(guān)）的差異。倍流整流方式則可以克服上述缺點(diǎn)。本文詳細(xì)分析了倍流電路的工作原理，并將數(shù)字控制應(yīng)用于此電路中，從而克服了模擬控制的一些缺點(diǎn)，取得了較好的控制效果。其中電路采用數(shù)字控制方法，DSP采樣輸出電壓和電感電流，采用

18、電壓電流雙閉環(huán)，以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓并且提高系統(tǒng)的性能。 由于PI調(diào)節(jié)器算法簡(jiǎn)單、可靠性高，一直被廣泛應(yīng)用于工業(yè)控制，所以本文也采用數(shù)字PI調(diào)節(jié)，將電壓環(huán)的輸出作為電流環(huán)的給定。同時(shí)，為防止可能出現(xiàn)的積分飽和的情況，在算法中加入了抗飽和環(huán)節(jié)。1.3本論文研究的主要工作(1) 設(shè)計(jì)功率因數(shù)測(cè)定電路。(2) 設(shè)計(jì)功率因數(shù)校正電路。(3)設(shè)計(jì)整流電路任務(wù)：輸入電壓：?jiǎn)蜗?20V（115%），50HZ；輸出直流電壓400V(115%)。(4)進(jìn)行仿真驗(yàn)證。整流任務(wù)完成；電源功率因數(shù)達(dá)到0.95以上。第2章 PWM控制技術(shù)2.1 PWM簡(jiǎn)介PWM的全稱是Pulse Width Modulation（脈沖寬度調(diào)制）

19、，它是通過(guò)改變輸出方波的占空比來(lái)改變等效的輸出電壓。 SPWM(Sinusoidal PWM)法是使用較廣泛的PWM法。采樣控制理論中的一個(gè)重要結(jié)論:沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其效果基本相同。SPWM法就是以該結(jié)論為理論基礎(chǔ)，用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關(guān)器件的通斷，使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應(yīng)區(qū)間內(nèi)的面積相等,通過(guò)改變調(diào)制波的頻率和幅值則可調(diào)節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。2.2 PWM控制原理和應(yīng)用2.2.1 PWM控制的基本原理 理論基礎(chǔ)：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時(shí)，其

20、效果基本相同。沖量指窄脈沖的面積。效果基本相同，是指環(huán)節(jié)的輸出響應(yīng)波形基本相同。低頻段非常接近，僅在高頻段略有差異。 圖2-1 形狀不同而沖量相同的各種窄脈沖 面積等效原理：分別將如圖2-1所示的電壓窄脈沖加在一階慣性環(huán)節(jié)（R-L 電路）上，如圖2-2a所示。其輸出電流 i(t)對(duì)不同窄脈沖時(shí)的響應(yīng)波形如圖2-2b所示。從波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形狀也略有不同，但其下降段則幾乎完全相同。脈沖越窄，各 i(t)響應(yīng)波形的差異也越小。如果周期性地施加上述脈沖，則響應(yīng) i(t)也是周期性的。用傅里葉級(jí)數(shù)分解后將可看出，各i(t)在低頻段的特性 將非常接近，僅在高頻段有所不同。圖2

21、-2 沖量相同的各種窄脈沖的響應(yīng)波形下面分析如何用一系列等副不等寬的脈沖來(lái)代替一個(gè)正弦波。 把圖2-3的正弦波分成N等份，就可以把正弦半波看成是有N個(gè)彼此相連的脈沖序列所組成的波形。這些脈沖寬度相等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按正弦規(guī)律變化。如果把上述脈沖序列利用相同數(shù)量的等幅而不等寬的矩形脈沖代替，使矩形脈沖的中點(diǎn)和相應(yīng)正弦波部分的中點(diǎn)重合，且使矩形脈沖相應(yīng)的正弦波部分面積相等，就得到圖b所示的脈沖序列。這就是PWM波形?？梢钥闯?，個(gè)脈沖的幅值相等，而寬度是按正弦波規(guī)律變換的。根據(jù)面積等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對(duì)于正弦波的負(fù)半周，也可以用同樣的方法得到PWM

22、波形。像這種脈沖的寬度按正弦波規(guī)律變化和正弦波等效的PWM波形，也稱為SPWM波形。圖2-3 PWM波代替正弦波 要改變等效輸出正弦波的幅值時(shí)，只要按照同一比例系數(shù)改變上述各脈沖的寬度即可。PWM波形可分為等幅PWM波和不等幅PWM波兩種。由直流電源產(chǎn)生的PWM波通常是等幅PWM波。如直流斬波電路。其PWM波都是又直流源產(chǎn)生的，由于直流源電源幅值基本恒定，因此PWM波是等幅的。不管什么PWM波，都是基于面積等效原理來(lái)進(jìn)行控制的，因此其本質(zhì)是相同的。2.2.2 PWM計(jì)算法和調(diào)制法 (1)計(jì)算法根據(jù)正弦波頻率、幅值和半周期脈沖數(shù)，準(zhǔn)確計(jì)算PWM波各脈沖寬度和間隔，據(jù)此控制逆變電路開關(guān)器件的通斷，

23、就可得到所需PWM波形，當(dāng)輸出正弦波的頻率、幅值或相位變化時(shí)，結(jié)果都要變化。缺點(diǎn)是計(jì)算繁瑣，工作量大，當(dāng)輸出正弦波的頻率，幅值或相位發(fā)生變化時(shí)，結(jié)果都要變化。(2)調(diào)制法 （1）輸出波形作調(diào)制信號(hào)，進(jìn)行調(diào)制得到期望的PWM波（2）通常采用等腰三角波或鋸齒波作為載波，等腰三角波應(yīng)用最多。（3）其任一點(diǎn)水平寬度和高度成線性關(guān)系且左右對(duì)稱（4）與任一平緩變化的調(diào)制信號(hào)波相交，在交點(diǎn)控制器件通斷，就得寬度正比于信號(hào)波幅值的脈沖，符合PWM的要求。（5）調(diào)制信號(hào)波為正弦波時(shí)，得到的就是SPWM波。（6）調(diào)制信號(hào)不是正弦波，而是其他所需波形時(shí)，也能得到等效的PWM波。異步調(diào)制和同步調(diào)制 載波比載波頻率fc

24、與調(diào)制信號(hào)頻率fr之比，N= fc / fr.根據(jù)載波和信號(hào)波是否同步及載波比的變化情況，PWM調(diào)制方式分為異步調(diào)制和同步調(diào)制a. 異步調(diào)制異步調(diào)制載波信號(hào)和調(diào)制信號(hào)不同步的調(diào)制方式b. 同步調(diào)制 同步調(diào)制N等于常數(shù)，并在變頻時(shí)使載波和信號(hào)波保持同步c. 分段同步調(diào)制把fr范圍劃分成若干個(gè)頻段，每個(gè)頻段內(nèi)保持N恒定，不同頻段N不同，在fr高的頻段采用較低的N，使載波頻率不致過(guò)高在fr低的頻段采用較高的N，使載波頻率不致過(guò)低為防止fc在切換點(diǎn)附近來(lái)回跳動(dòng)，采用滯后切換的方法同步調(diào)制比異步調(diào)制復(fù)雜，但用微機(jī)控制時(shí)容易實(shí)現(xiàn)可在低頻輸出時(shí)采用異步調(diào)制方式，頻輸出時(shí)切換到同步調(diào)制方式，這樣把兩者的優(yōu)點(diǎn)結(jié)

25、合起來(lái)，和分段同步方式效果接近。 2.2.3規(guī)則采樣法按SPWM基本原理，在正弦波和三角波的自然交流電時(shí)刻控制功率器件的通斷，這種生成SPWM波形的方法稱為自然采樣法。自然采樣法是最基本的方法，所得到的SPWM波形很接近正弦波。但這種方法要求解復(fù)雜的超越方程，在采用微機(jī)控制技術(shù)時(shí)需花費(fèi)大量的計(jì)算時(shí)間，難以在實(shí)時(shí)控制中在線計(jì)算，因而在工程上實(shí)際應(yīng)用不多。工程實(shí)用方法，效果接近自然采樣法，計(jì)算量小得多，但計(jì)算量卻比自然采樣法小的多。圖2-4為規(guī)則采樣法說(shuō)明圖。取三角波兩個(gè)正峰值之間為一個(gè)采樣周期Tc，在規(guī)則采樣法中，脈沖中點(diǎn)和三角波一周期的中點(diǎn)（即負(fù)峰點(diǎn)）重合，這樣就使計(jì)算大為簡(jiǎn)化。如圖所示，三角

26、波的負(fù)峰時(shí)刻tD對(duì)正弦信號(hào)波采樣得D點(diǎn)，過(guò)D作水平直線和三角波分別交于A、B點(diǎn)，在A點(diǎn)時(shí)刻tA和B點(diǎn)時(shí)刻tB控制開關(guān)器件的通斷。脈沖寬度d 和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近 。 式中，a稱為調(diào)制度，0a1；wr為信號(hào)波角頻率。從圖2-4得因此可得：三角波一周期內(nèi)，脈沖兩邊間隙寬度： 圖2-4 規(guī)則采樣法2.2.4 PWM跟蹤控制技術(shù) 把希望輸出的波形作為指令信號(hào)，把實(shí)際波形作為反饋信號(hào)，通過(guò)兩者的瞬時(shí)值比較來(lái),決定逆變電路各開關(guān)器件的通斷，使實(shí)際的輸出跟蹤指令信號(hào)變化。常用的有滯環(huán)比較方式和三角波比較方式。(1)滯環(huán)比較方式圖2-5滯環(huán)比較法控制的原理框圖基本原理是：電壓外環(huán)的任務(wù)是得到可

27、以實(shí)現(xiàn)控制目標(biāo)的電感電流指令值i*L,給定輸出電壓u*o減去測(cè)量到的實(shí)際輸出電壓的差值，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器后輸出電感電流的幅值指令I(lǐng)*L，測(cè)量到的整流橋出口電壓除以其幅值Um后，可以得到表示波形的量Ud，Ud為幅值為1的正弦波，相位與相同，I*L與u*d相乘，便可以得到電感電流的指令值i*L。i*L為與同相位的正弦半波電流，其幅值可控制直流電壓的大小。電流內(nèi)環(huán)的任務(wù)是通過(guò)控制開關(guān)管Q的通斷，使實(shí)際的電感電流跟蹤其指令值i*L。此處采用滯環(huán)控制方法。根據(jù)電感電流的公式，當(dāng)Q導(dǎo)通是電感電流增大，二當(dāng)Q關(guān)斷時(shí)電感電流減小。令i*L減去。若差值min小于零（min0），則令Q關(guān)斷，以減小。通過(guò)滯環(huán)控制，可以

28、保證實(shí)際的電感電流在其指令值i*L附近波動(dòng)，波動(dòng)的大小與滯環(huán)寬度有個(gè)，即與設(shè)定的max和min有關(guān)。(2)三角波比較方式基本原理是：通常把三角波作為載波，調(diào)制信號(hào)作為信號(hào)波，兩種進(jìn)行比較產(chǎn)生脈沖波，來(lái)作為可控器件的脈沖信號(hào)，具體不再詳細(xì)闡述。2.3 PWM控制技術(shù)的應(yīng)用PWM控制技術(shù)是在電力電子領(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用，并對(duì)電力電子技術(shù)產(chǎn)生了十分深遠(yuǎn)影響的一項(xiàng)技術(shù)。IGBT、電力MOSFET等為代表的全控型器件的不斷完善給PWM控制技術(shù)提供了強(qiáng)大的物質(zhì)基礎(chǔ)，直流斬波電路實(shí)際上就是直流PWM電路，是PWM控制技術(shù)應(yīng)用較早也成熟較早的一類電路，應(yīng)用于直流電動(dòng)機(jī)調(diào)速系統(tǒng)就構(gòu)成廣泛應(yīng)用的直流脈寬調(diào)速系統(tǒng)。2

29、.3.1PWM控制技術(shù)用于交流交流變流電路斬控式交流調(diào)壓電路和矩陣式變頻電路是PWM控制技術(shù)在這類電路中應(yīng)用的代表，目前其應(yīng)用都還不多，但矩陣式變頻電路因其容易實(shí)現(xiàn)集成化，可望有良好的發(fā)展前景。2.3.2 PWM控制技術(shù)用于逆變電路PWM控制技術(shù)在逆變電路中的應(yīng)用最具代表性，正是由于在逆變電路中廣泛而成功的應(yīng)用，才奠定了PWM控制技術(shù)在電力電子技術(shù)中的突出地位，除功率很大的逆變裝置外，不用PWM控制的逆變電路已十分少見。2.3.3 PWM控制技術(shù)用于整流電路即構(gòu)成PWM整流電路可看成逆變電路中的PWM技術(shù)向整流電路的延伸，PWM整流電路已獲得了一些應(yīng)用，并有良好的應(yīng)用前景，PWM整流電路作為對(duì)

30、第2章的補(bǔ)充，可使我們對(duì)整流電路有更全面的認(rèn)識(shí)。2.3.4 PWM控制技術(shù)與相位控制技術(shù)以相控整流電路和交流調(diào)壓電路為代表的相位控制技術(shù)，電力電子電路中仍占據(jù)著重要地位，以PWM控制技術(shù)為代表的斬波控制技術(shù)正在越來(lái)越占據(jù)著主導(dǎo)地位相位控制和斬波控制分別簡(jiǎn)稱相控和斬控，把兩種技術(shù)對(duì)照學(xué)習(xí)。第3章 功率因數(shù)校正技術(shù)3.1功率因數(shù)校正簡(jiǎn)介3.1.1發(fā)展歷史采用乘法器的PFC電路，其中特別是Boost PFC電路，它的顯著特點(diǎn)是電路工作在連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM），功率因數(shù)校正電路可以獲得較大的功率轉(zhuǎn)換容量，適合于200W以上逆變器應(yīng)用，是一種技術(shù)比較成熟的PFC電路。要提高整流器的輸入功率因素有兩個(gè)途徑

31、：一是輸入電流正弦化，二是使輸入電流與輸入電壓同相位。直流濾波電容的值越大wRLCd的值就越大，功率因素就越低。所以，為了提高整流器的輸入功率因素，和電壓跟隨PFC電路相同，必須用有源校正電路把整流器與直流濾波電容隔開，這就要求有源校正電路必須是DC/DC變換器，為了保證輸入電流正弦化并跟蹤輸入電壓，使它們的波形相同，相位差等于零，有源校正電路又必須是可控的；為了更有效地使輸入電流正弦化，使輸出功率差與輸入功率在每一瞬間都相等，有源校正電路又必須工作在高頻開關(guān)狀態(tài)。滿足上述這些要求的有源校正電路，通過(guò)設(shè)計(jì)，幾乎所有類型的DC/DC開關(guān)變流器都可以實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。例如Buck、Boost、Bu

32、ck-Boost、Cuk、Sepic、Zeta變換器等。這就是說(shuō)：所謂的有源功率因數(shù)校正電路實(shí)際上就是就是接在整流器與直流濾波電容之間的，采用PWM控制的Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk,Sepic、Zeta等DC/DC變流器。對(duì)于乘法器控制的有源校正電路，由于要對(duì)輸入電流的波形和相位進(jìn)行控制，故控制電路必須加入電網(wǎng)側(cè)輸入電流反饋的內(nèi)環(huán)：為了對(duì)輸出電壓進(jìn)行控制，又必須加入直流輸出電壓反饋的外環(huán)。為了使輸入電流在波形和相位上很好地跟蹤輸入電壓，控制電路又必須工作在高頻PWM狀態(tài)，這樣就可以得到乘法器控制的PFC電路的原理圖，如圖3-1所示，用這樣構(gòu)成的有源功率因數(shù)校正整流器其網(wǎng)

33、側(cè)輸入功率因數(shù)可以提高到接近于1，總的輸入電流波形畸變因素接近于1，諧波含量3%。直流輸出電壓也可以維持在一定的范圍內(nèi)。開關(guān)頻率越高，效果越明顯，當(dāng)開關(guān)頻率Fs0.95。功率因數(shù)校正（PFC）技術(shù)誕生與20世紀(jì)80年代，它采用的是高頻開關(guān)工作方式，具有體積小，重量輕，效率高，輸入功率因素接近的有點(diǎn)，因而受到了人們的關(guān)注。但20世紀(jì)80年代的功率因素校正技術(shù)大部分是寄予Boost電路原理。所以說(shuō)20世紀(jì)80年代是Boost功率因素校正年代。這個(gè)階段的注意特點(diǎn)是：校正器采用的是“乘法器（Multiplier）原理進(jìn)行控制，校正器工作在連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM）可以獲得較大的功率轉(zhuǎn)換容量。但是控制比較復(fù)

34、雜，不適合200以下小容量使用：20世紀(jì)80年代后期又針對(duì)小容量整流器提出了電壓跟隨器校正技術(shù)，校正器工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM），使控制電路大大簡(jiǎn)化，很適合200以下小容量整流器使用，一般不能用在較大功率整流器中。 20世紀(jì)90年代是功率因數(shù)校正技術(shù)大發(fā)展的階段，在這一階段，功率因數(shù)校正技術(shù)的理論日趨完善，校正技術(shù)與軟開關(guān)技術(shù)相結(jié)合，進(jìn)一步提高了功率因數(shù)校正技術(shù)電路的性能。圖3-1乘法器控制的PFC原理框圖3.1.2 Boost PFC電路與Buck電路的對(duì)偶性整流器的負(fù)載是逆變器，逆變器有電壓型和電流型兩種。考慮到這種需要和有源校正DC/DC變換器的輸入特點(diǎn)，有源校正電路從輸入結(jié)構(gòu)形式來(lái)

35、分，又可以分為電感輸入型和電容輸入型兩種。所謂電感輸入型，就是用電感L作為輸入的電路，這類電路的典型代表是Boost有源功率因素校正電路，它主要用于電壓型逆變器。這種電路的特點(diǎn)是電路連續(xù)，缺點(diǎn)是只能升壓不能降壓、啟動(dòng)及過(guò)載沖擊大、保護(hù)困難、空載性能差，所謂電容輸入型，就是用電容C作為輸入的電路，這類電路的典型代表是Buck有源功率因數(shù)校正dialup，它主要用于電流型逆變器。這種電路的優(yōu)點(diǎn)是可靠性高、抗短路能力強(qiáng)，缺點(diǎn)是電路復(fù)雜、電流不連續(xù)、只能降壓不能升壓。電感輸入型與電容輸入型PFC電路的組成如圖3-2 所示，其中圖a為電感輸入型，圖b為電容輸入型，這兩種電路是對(duì)偶的。下面給出了電感輸入型

36、和電容輸入型PFC電路的對(duì)偶性對(duì)照表，以供參考表一電感輸入型與電容輸入型PFC電路的對(duì)偶性對(duì)照 電路項(xiàng)目電感輸入型電容輸入型電路BoostBuck電源UI儲(chǔ)能LC直流濾波Cd輸出Id開關(guān)工作方式開關(guān)管開通開關(guān)管關(guān)斷開關(guān)管關(guān)斷開關(guān)管開通PWM控制方式CCM(電流滯環(huán))DCM(電感電流斷續(xù))CCM(電壓滯環(huán))DCM(電容電壓斷續(xù)) 實(shí)際上，對(duì)于Buck有源校正電路的大量工作研究工作都是以電壓源為輸入，這是因?yàn)殡娋W(wǎng)本身是一個(gè)電壓源，同時(shí)電壓型逆變器應(yīng)用也有比較多的原因。在作為電壓源輸出時(shí)，對(duì)于單相高功率因數(shù)應(yīng)用是有局限的，無(wú)論采用連續(xù)或斷續(xù)控制，在交流輸入電壓低于輸出電壓時(shí)，輸入電流是不存在的，這樣

37、，輸入功率因數(shù)因電流而難以提高，對(duì)于圖3-1所示的原理框圖中，六種DC/DC變換器電路都可以互相采用，但是應(yīng)用較多的是Boost PFC電路，這是因?yàn)樗木W(wǎng)側(cè)輸入電流總是連續(xù)的，而且由于儲(chǔ)能電感常常接在輸入端，所以控制電感電流按正弦變化就可以提高整流器的功率因數(shù)。這種控制電感電流的方式就是通常所說(shuō)的電流模式控制方式。目前電流模式控制方式有兩種，即“峰值電流”模式控制和“平均電流”模式控制。仔細(xì)研究發(fā)現(xiàn)，峰值電流模式對(duì)功率因數(shù)校正整流器的動(dòng)態(tài)性能有不利的影響，而平均電流模式則能成功地解決上述問題。這種控制思想對(duì)Buck和Buck-Boost電路也是適合的。 a） b）圖3-2 電感輸入型與電容輸

38、入型PFC電路a） 電感輸入型 b）電容輸入型3.1.3PFC技術(shù)分類及研究方向功率因數(shù)校正技術(shù)有很多分類法，電網(wǎng)輸入方式可以分為單項(xiàng)PFC電路和三相PFC電路。就功率因數(shù)校正器本身的結(jié)構(gòu)而言，功率因數(shù)校正器有可以分為兩級(jí)式和單級(jí)式兩種。如圖3-3所示，其中圖a是兩級(jí)式，即PFC級(jí)和DC/DC級(jí)。它們各自都有自己的開關(guān)器件和控制電路。PFC級(jí)主要作用是使線電流跟蹤線電壓，使線電流正弦化，減少諧波對(duì)電網(wǎng)的污染，提高輸入功率因數(shù)。DC/DC級(jí)主要用來(lái)實(shí)現(xiàn)輸出電壓的快速調(diào)節(jié)。圖b是單級(jí)式，即使PFC和DC/DC級(jí)合并，共用一個(gè)開關(guān)管和一套控制電路，同時(shí)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入電流的正弦化和對(duì)輸出電壓的調(diào)節(jié)。由于控

39、制電路主要是用來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓，因此輸入電流正弦化的程度就差，但電路要比兩級(jí)式簡(jiǎn)單很多。根據(jù)PFC即與DC/DC級(jí)電流的工作模態(tài)，兩級(jí)PFC又分為四種，即CCM.PFC+DCM.DC/DC CCM.PFC+CCM.DC/DCDCM.PFC-+CCM.DC/DC DCM.PFC+DCM.DC/DC3.1.4PFC技術(shù)分類 根據(jù)控制方式，兩級(jí)PFC又可以分為PWM控制和變頻控制。單級(jí)PFC主要分為Boost和Buck-Boost，Boost又分為兩端模式和三端模式。Boost PFC的優(yōu)點(diǎn)是輸入電流應(yīng)力小、效率高；而Buck-Boost PFC輸入電流應(yīng)力較大，但儲(chǔ)能電容電壓較低，功率因素也高一些，

40、圖3-3為兩級(jí)和單級(jí)變換器。從開關(guān)型式來(lái)分，PFC電路又可分為硬開關(guān)電路和軟開關(guān)電路（ZCS或ZVS）兩種類型， 不管是單相PFC或是三相PFC電路，研究表明。所有的DC/DC開關(guān)變換器如Buck、Boost、Cuk Buck-Boost、Sepic、Zeta等，都可以用于功率因數(shù)校正。這些變換器工作于不同導(dǎo)電模式時(shí)，其功率因數(shù)校正的機(jī)理也不相同。工作于連續(xù)導(dǎo)電模式時(shí)(CCM),應(yīng)用乘法器（Multiplier）式控制電路；工作于不連續(xù)導(dǎo)電模式時(shí)（DCM）,應(yīng)用電壓跟隨器（Voltage Follwoer）式控制電路。a） b）圖3-3 兩級(jí)式和單級(jí)式PFC變換器方框圖a) 兩級(jí)式 b）單級(jí)式

41、對(duì)于單級(jí)PFC，在DCM導(dǎo)電模式下采用電壓跟蹤方進(jìn)行PFC時(shí)，可以直接采用常規(guī)的PWM 來(lái)調(diào)節(jié)輸出電壓，同時(shí)又可以使輸入PF=1;而工作在CCM導(dǎo)電模式的乘法器PFC在電壓跟隨器PFC電路中，變換器工作在DCM模式中，因此由二極管反向恢復(fù)電流引起的開光關(guān)斷損耗也較低。但是從校正器變換的功率容量來(lái)說(shuō)，前者只適合與200W以下的容量，而工作在CCM模式的乘法器方式的PFC卻可以應(yīng)用于200W以上的容量。近幾年來(lái)，又出現(xiàn)了一些新的功率因數(shù)校正技術(shù)得到了人們的認(rèn)可，如三電平PFC技術(shù)，磁放大器PFC和不連續(xù)電容電壓模式PFC技術(shù)等。應(yīng)用現(xiàn)代高速開關(guān)器件及高頻功率電子電路構(gòu)成的功率因數(shù)校正電路已經(jīng)成為P

42、FC電路的主流。隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，PFC技術(shù)也在不斷的發(fā)展。從資料上看，近幾年功率因數(shù)校正技術(shù)的研究熱點(diǎn)集中在以下幾個(gè)方面：l 新電路結(jié)構(gòu)的提出；l 把DC/DC變換器中的新技術(shù)應(yīng)用到PFC電路中（如軟開關(guān)技術(shù)、開關(guān)電容功率網(wǎng)絡(luò)等）；l 新型控制方法以及基于新電路結(jié)構(gòu)的特殊控制方式；l 單級(jí)PFC以及穩(wěn)壓開關(guān)變換器的穩(wěn)定性研究?，F(xiàn)有的功率因數(shù)校正技術(shù)給整流電路設(shè)備帶來(lái)的附加成本和氣復(fù)雜性，極大地限制著這一技術(shù)的廣泛應(yīng)用，因此降低成本、結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、容易實(shí)現(xiàn)具有軟開關(guān)性能響應(yīng)速度快、低輸出紋波的單級(jí)隔離高功率因數(shù)是目前研究人員追求的目標(biāo)，可以相信，隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，功率因數(shù)校正技術(shù)會(huì)越來(lái)

43、越完善，應(yīng)用也會(huì)越來(lái)越廣泛。3.1.5基本的兩種功率因數(shù)校正技術(shù)在20實(shí)際80年代中期，功率因素校正器的研究以乘法器方式為主，其基本原理如圖3-4所示。圖中Boost變換器工作在連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM）,其電感電流就是輸入電流。電感電流被采樣并被控制，使其幅值與輸入電壓相位相同的正弦波參考信號(hào)成正比，從而達(dá)到功率因數(shù)趨近1的校正目的；乘法器方式PFC電路還可以根據(jù)輸出電壓反饋信號(hào)，利用一個(gè)乘法器電路來(lái)控制正弦參考電流信號(hào)，從而得到可以調(diào)整的輸入電壓。有關(guān)乘法器型PFC技術(shù)的控制方式可以分為三種：即恒頻控制（Constant-frequency Control）、恒誤差帶控制（Constant-t

44、olerance-band Control）和變差帶控制（Variable-tolerance-band Control）?；贐oost變換器、連續(xù)導(dǎo)電模式下的乘法器功率因數(shù)校正電路可以獲得很大的轉(zhuǎn)換容量，在工業(yè)上已得到廣泛應(yīng)用。其控制電路已有單片集成電路實(shí)現(xiàn)，如MC34262,對(duì)這一類功率因數(shù)校正電路的研究方向是研究新的主電路結(jié)構(gòu)和研究各種新的控制技術(shù)，如滑膜(Sliding Mode)控制和單周期（One Cycle）控制等。這種PFC技術(shù)的特點(diǎn)是：連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM）、采用乘法器控制、需要引入多個(gè)反饋方式控制電路復(fù)雜、轉(zhuǎn)換容量大,可用于200W以上的PFC電路。圖3-4 典型的乘法器

45、方式PFC電路電壓跟隨器功率因數(shù)校正技術(shù)，為了研究適合200W以下小功率容量的PFC電路，20世紀(jì)80年代末，由Doc、S.D.Freeland首先提出了利用不連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM）進(jìn)行功率因數(shù)校正的概念，出現(xiàn)了功率因數(shù)電壓跟隨器PFC技術(shù)?！半妷焊S器”這個(gè)詞是首先由K.H.Liu應(yīng)用到功率因素校正技術(shù)中的。 基本的電壓跟隨器Boost PFC 電路如圖3-5所以。圖3-5 電壓跟隨器Boost PFC 電路 .此電路工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM），開關(guān)S 由輸出電壓誤差信號(hào)控制，開關(guān)周期為常數(shù)。由于電感電流峰值基本上成正比于輸入電壓，因此，輸入電路波形將自然地跟隨輸入電壓波形。實(shí)際上，對(duì)于

46、不同的變換器結(jié)構(gòu)，輸入電流波形將會(huì)出現(xiàn)不同的程度的畸變，但這對(duì)輸入功率因數(shù)的影響不大。與乘法器型PFC電路相比，電壓跟隨器PFC型電路可以直接采用常規(guī)的PWM 調(diào)節(jié)老控制輸出電壓和同時(shí)獲得接近于1的輸入功率因數(shù)，因此控制電路簡(jiǎn)單，僅需要一個(gè)輸出電壓開關(guān)控制開關(guān)，現(xiàn)有的多數(shù)開關(guān)電源PWM控制集成電路都可以用來(lái)作為電壓跟隨器輸出二極管反向恢復(fù)電流而帶來(lái)的問題。這種PFCdialup的特點(diǎn)是：變換器工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式、采用電壓跟隨器控制，可以直接采用常規(guī)的PWM 調(diào)制，同時(shí)提高輸入功率因素和調(diào)節(jié)輸出電壓，控制電路簡(jiǎn)單，成本低。電壓跟隨器有以下的缺點(diǎn)：l 只適合200W以下功率容量；l 輸入電流波形

47、為脈動(dòng)三角波，因此其前端需加一個(gè)小濾波電容以消除高頻紋波；l 具有較高的開關(guān)峰值電流，這會(huì)帶來(lái)較大的開關(guān)關(guān)斷損耗。3.2有源功率因數(shù)校正（APFC）技術(shù)對(duì)電壓跟隨器的研究方向是：采用軟開關(guān)技術(shù)、多導(dǎo)電模式和新的電路結(jié)構(gòu)來(lái)提高其性能和提高其動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度等。統(tǒng)的用于電子設(shè)備前端的二極管整流器，作為一個(gè)諧波電流源，干擾電網(wǎng)線電壓，產(chǎn)生向四周輻射和沿導(dǎo)線傳播的電磁干擾，導(dǎo)致電源的利用效率下降。近幾年來(lái)，為了符合國(guó)際電工委員會(huì)的諧波準(zhǔn)則，功率因數(shù)校正電路正越來(lái)越引起人們的注意。 功率因數(shù)校正技術(shù)從早期的無(wú)源電路發(fā)展到現(xiàn)在的有源電路；從傳統(tǒng)的線性控制方法發(fā)展到非線性控制方法，新的拓?fù)浜图夹g(shù)不斷涌現(xiàn)。3.2

48、.1 功率因數(shù)(PF)的定義 在交流電路中，電壓與電流間的相位差的余弦叫做功率因數(shù)。在數(shù)值上，功率因數(shù)的大小等于有功功率與視在功率的比值。即 功率因數(shù)是衡量電氣設(shè)備效率高低的一個(gè)系數(shù)，功率因數(shù)低，說(shuō)明電路用于交變磁場(chǎng)轉(zhuǎn)換的無(wú)功功率大。從而降低了設(shè)備的利用率，增加了線路供電損失。3.2.2功率因數(shù)校正 交流輸入電源經(jīng)整流和濾波后，非線性負(fù)載使得輸入電流波形畸變，輸入電流呈脈沖波形，含有大量的諧波分量，使得功率因數(shù)很低。由此帶來(lái)的問題是：諧波電流污染電網(wǎng)，干擾其他用電設(shè)備；在輸入功率一定的條件下，輸入電流較大，必須增大輸入斷路器和電源線的量；三相四線制供電時(shí)中線中的電流較大，由于中線中無(wú)過(guò)流防護(hù)裝

49、置，有可能過(guò)熱甚至著火。為此，沒有功率因數(shù)校正電路的開關(guān)電源被逐漸限制應(yīng)用。因此，開關(guān)電源必須減小諧波分量，提高功率因數(shù)。提高功率因數(shù)對(duì)于降低能源消耗，減小電源設(shè)備的體積和重量，縮小導(dǎo)線截面積，減弱電源設(shè)備對(duì)外輻射和傳導(dǎo)干擾都具有重大意義。所以，設(shè)有功率因數(shù)校正電路使功率因數(shù)近于1的開關(guān)電源得到迅速的發(fā)展。 功率因數(shù)校正，就是將畸變電流校正為正弦電流，并使之與電壓同相位，從而使功率因數(shù)接近于1。3.2.3功率因數(shù)校正實(shí)現(xiàn)方法要提高功率因數(shù)有兩個(gè)途徑，即使輸入電壓、輸入電流同相位；使輸入電流正弦化。利用功率因數(shù)校正技術(shù)可以使交流輸入電流波形完全跟蹤交流輸入電壓波形，使輸入電流波形呈純正弦波，并且

50、和輸入電壓同相位，此時(shí)整流器的負(fù)載可等效為純電阻。功率因數(shù)校正電路分為有源和無(wú)源兩類。無(wú)源校正電路通常由大容量的電感、電容組成。雖然無(wú)源功率因數(shù)校正電路得到的功率因數(shù)不如有源功率因數(shù)校正電路高，但仍然可以使功率因數(shù)提高到0.70.8，因而在中小功率電源中被廣泛采用。有源功率因數(shù)校正電路自上世紀(jì)90年代以來(lái)得到了迅速推廣。它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個(gè)功率變換電路，使功率因數(shù)接近1。有源功率因數(shù)校正電路工作于高頻開關(guān)狀態(tài)，體積小、重量輕，比無(wú)源功率因數(shù)校正電路效率高。本文主要討論有源功率因數(shù)校正方法。3.2.4 有源功率因數(shù)校正方法分類常用有源功率因數(shù)校正電路分為連續(xù)電流模式控制型

51、與非連續(xù)電流模式控制型兩類。其中，連續(xù)電流模式控制型主要有升壓型(Boost)、降壓型(Buck)、升降壓型(Buck-Boost)之分;非連續(xù)電流模式控制型有正激型(Forward)、反激型(Fly back)之分。1. 升壓型PFC電路 升壓型PFC主電路如圖所示，其工作過(guò)程如下：當(dāng)開關(guān)管Q導(dǎo)通時(shí)，電流IL流過(guò)電感線圈L，在電感線圈未飽和前，電流線性增加，電能以磁能的形式儲(chǔ)存在電感線圈中，此時(shí)，電容C放電為負(fù)載提供能量;當(dāng)Q截止時(shí)，L兩端產(chǎn)生自感電動(dòng)勢(shì)VL，以保持電流方向不變。這樣，VL與電源VIN串聯(lián)向電容和負(fù)載供電。圖3-6升壓型PFC電路這種電路的優(yōu)點(diǎn)是：（1）輸入電流完全連續(xù)，并且在整個(gè)輸人電壓的正弦周期內(nèi)都可以調(diào)制，因此可獲得很高的功率因數(shù);（2） 電感電流即為輸入電流，容易調(diào)節(jié);（3） 開關(guān)管柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)地與輸出共地，驅(qū)動(dòng)簡(jiǎn)單;（4） 輸入電流連續(xù)，開關(guān)管的電流峰值較小，對(duì)輸入電壓變化適應(yīng)性強(qiáng)，適用于電網(wǎng)電壓變化特別大的場(chǎng)合。主要缺點(diǎn)是輸出電壓