TOP264-271系列芯片隔離開關(guān)電源設(shè)計(jì)

1、TOP264-271TOPSwitch-JX 產(chǎn)品系列 January 2010采用EcoSmart ®節(jié)能技術(shù)、可設(shè)計(jì)高效率電源的集成離線式開關(guān)IC®產(chǎn)品特色EcoSmart ® - Energy Efcient 在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)均具有極高的能效 在265 VAC 輸入時(shí)空載功耗低于100 mW 在230 VAC 輸入時(shí)輸入功率為1 W 時(shí),待機(jī)輸出功率高達(dá)750 mW 提高設(shè)計(jì)靈活性,降低系統(tǒng)成本 采用多模式PWM 控制技術(shù),可充分提高所有負(fù)載條件下的效率 132 kHz 工作頻率可減小變壓器及電源的尺寸 提供66 kHz 頻率選項(xiàng),可滿足最高效率要求 可實(shí)現(xiàn)

2、精確的流限編程 經(jīng)優(yōu)化的線電壓前饋可抑制線電壓紋波 頻率調(diào)制技術(shù)降低了EMI 濾波元件的成本 完全集成的軟啟動(dòng)電路降低了器件的啟動(dòng)應(yīng)力 采用額定值725 V 的功率MOSFET 簡(jiǎn)化設(shè)計(jì),輕松滿足降額要求全面保護(hù)功能 自動(dòng)重啟動(dòng)可在過(guò)載故障期間將輸出功率限制在3%以下 輸出短路保護(hù)(SCP 輸出過(guò)流保護(hù)(OCP 輸出過(guò)載保護(hù)(OPP 輸出過(guò)壓保護(hù)(OVP 用戶可執(zhí)行遲滯/鎖存關(guān)斷編程 簡(jiǎn)單快速的AC 復(fù)位 初級(jí)側(cè)或次級(jí)側(cè)檢測(cè) 輸入欠壓(UV檢測(cè)可以防止關(guān)機(jī)時(shí)輸出的不良波動(dòng) 輸入過(guò)壓(OV關(guān)斷提高了對(duì)輸入浪涌的耐受力 遲滯值較大,可實(shí)現(xiàn)精確的熱關(guān)斷(OTP高級(jí)封裝選項(xiàng)圖 1. 典型的反激式應(yīng)用

3、eDIP -12 封裝: 薄型水平放置的特點(diǎn)適合超薄設(shè)計(jì) 可將熱傳導(dǎo)至PCB 和散熱片 可加裝一個(gè)散熱片,提供相當(dāng)于一個(gè)TO-220封裝的熱阻抗 eSIP ®-7C 封裝: 立式封裝的特點(diǎn)可縮小PCB 占用面積 可通過(guò)夾片快速安裝散熱片,提供相當(dāng)于一個(gè)TO-220封裝的熱阻抗 增大了到漏極引腳的爬電距離 散熱片與源極相連,從而降低了EMI說(shuō)明TOPSwitch-JX 以經(jīng)濟(jì)高效的方式將一個(gè)725 V 的功率MOSFET 、高壓開關(guān)電流源、多模式PWM 控制器、振蕩器、熱關(guān)斷保護(hù)電路、故障保護(hù)電路及其他控制電路集成在一個(gè)單片器件內(nèi)。表 1. 輸出功率表注釋:1. 詳細(xì)信息請(qǐng)參見“主要應(yīng)

4、用指南”部分。2. 最小連續(xù)輸出功率是在典型的無(wú)風(fēng)冷密閉適配器中、環(huán)境溫度為+50 °C 的條件下測(cè)量得到的。3. 最小連續(xù)輸出功率是在敞開式設(shè)計(jì)中,環(huán)境溫度為+50 °C 的條件下測(cè)量得到的。4. 230 VAC 或110/115 VAC 倍壓整流。5. 封裝:E :eSIP-7C ;V :eDIP-12。請(qǐng)參見元件訂購(gòu)信息。版本 B 01/10 目錄功能結(jié)構(gòu)圖 . 3引腳功能描述 . 3TOP264-271功能描述 .4 控制(C引腳工作 .5 振蕩器和開關(guān)頻率 .5 脈寬調(diào)制器 .5 最大占空比 .6 誤差放大器 .6 可外部編程的片內(nèi)流限 .6 輸入欠壓檢測(cè)(UV

5、.6 線電壓過(guò)壓關(guān)斷(OV .7 遲滯型或鎖存型輸出過(guò)壓保護(hù)(OVP .7 降低DC MAX 的線電壓前饋 .8 遠(yuǎn)程開/關(guān) .8 軟啟動(dòng) .9 關(guān)斷/自動(dòng)重啟動(dòng)(適用于OCP 、SCP 及OPP .9 遲滯過(guò)熱鎖存保護(hù)(OTP .10 帶隙基準(zhǔn) .10 高壓偏置電流源 .10頻率(F引腳的典型應(yīng)用 .12電壓監(jiān)測(cè)(V和外部流限(X引腳的典型使用方法 .13 應(yīng)用范例 .15 低空載功耗、高效率的65 W 通用輸入適配器電源 .15 極低空載功耗、高效率的30 W 通用輸入敞開式電源 .17主要應(yīng)用指南 .18 TOPSwitch-JX 與TOPSwitch-HX 比較 . 18 TOP264

6、-271設(shè)計(jì)指南 .18 TOP264-271布板指南 .20 快速設(shè)計(jì)校驗(yàn) .21 設(shè)計(jì)工具 .21 產(chǎn)品規(guī)格和測(cè)試條件 .23典型性能特性 .30 封裝概要 .34元件訂購(gòu)信息 . (35版本 A 01/10 圖 2. 功能結(jié)構(gòu)框圖(E 和V 封裝 -+ -+- +- 引腳功能描述漏極(D引腳:高壓功率MOSFET 漏極引腳。通過(guò)內(nèi)部的開關(guān)高壓電流源提供啟動(dòng)偏置電流。漏極電流的內(nèi)部流限檢測(cè)點(diǎn)。漏極電流的內(nèi)部流限檢測(cè)點(diǎn)?？刂?C引腳:誤差放大器及反饋電流的輸入腳,用于占空比控制。與內(nèi)部并聯(lián)調(diào)整器相連接,提供正常工作時(shí)的內(nèi)部偏置電流。也用作電源旁路和自動(dòng)重啟動(dòng)/補(bǔ)償電容的連接點(diǎn)。外部流限(X引

7、腳:用于外部流限調(diào)節(jié)、遠(yuǎn)程開/關(guān)控制及器件復(fù)位的輸入引腳。 連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。電壓監(jiān)測(cè)(V引腳:用于過(guò)壓(OV、欠壓(UV、降低DC MAX 的線電壓前饋、輸出過(guò)壓保護(hù)(OVP和遠(yuǎn)程開/關(guān)控制的輸入引腳。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。頻率(F引腳:選擇輸入引腳:如果連接到源極引腳則開關(guān)頻率為132 kHz ,連接到控制引腳則開關(guān)頻率為66 kHz 。源極(S引腳:這個(gè)引腳是輸出MOSFET 的源極連接點(diǎn),用于高壓功率的回路。它也是初級(jí)控制電路的公共點(diǎn)及參考點(diǎn)。無(wú)連接(NC引腳:內(nèi)部不相連的浮動(dòng)電位引腳。圖 3. 引腳配置(頂視圖版本 B 01/10 TOP264-2

8、71 功能描述與TOPSwitch-HX 類似,TOP264-271也是一款集成式開關(guān)電源芯片,能將控制引腳輸入電流轉(zhuǎn)化為高壓功率MOSFET 開關(guān)輸出的占空比。在正常工作情況下,功率MOSFET 的占空比隨控制引腳電流的增大而線性減少,如圖5所示。TOP264-271除了同三端TOPSwitch 一樣,具有高壓?jiǎn)?dòng)、逐周期電流限制、環(huán)路補(bǔ)償電路、自動(dòng)重啟動(dòng)、熱關(guān)斷等特性外,還綜合了多項(xiàng)能降低系統(tǒng)成本、提高電源性能和設(shè)計(jì)靈活性的附加功能。此外,TOP264-271采用了專利高壓CMOS 技術(shù),能以高成本效益的方式將高壓功率MOSFET 和所有低壓控制電路集成到一個(gè)單片集成電路中。TOP264-

9、271使用頻率、電壓監(jiān)測(cè)和外部流限三個(gè)端子來(lái)實(shí)現(xiàn)一些新的功能。將如上引腳與源極引腳連接時(shí),TOP264-271以類似TOPSwitch 的三端模式工作。然而,即使在此種模式下,TOP264-271仍能實(shí)現(xiàn)如下多項(xiàng)功能而無(wú)需其他外圍元件:1. 完全集成的17 ms 軟啟動(dòng),通過(guò)從低到高掃描限流點(diǎn)和頻率以限制啟動(dòng)時(shí)的峰值電流和電壓,可以顯著降低或消除大多數(shù)應(yīng)用中的輸出過(guò)沖。2. 最大占空比(DC MAX 可達(dá)78%,允許使用更小的輸入存儲(chǔ)電容,所需輸入電壓更低或具備更大輸出功率能力。3. 采用多模式工作,可以優(yōu)化和提高整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)的電源效率,同時(shí)保持多路輸出電源中良好的交叉穩(wěn)壓精度。4. 采用1

10、32 kHz 的開關(guān)頻率,可減少變壓器尺寸,并對(duì)EMI 沒有顯著影響。5. 頻率調(diào)制降低了高負(fù)載時(shí)全頻模式下的EMI 。6. 鎖存過(guò)熱關(guān)斷可確保實(shí)現(xiàn)熱故障保護(hù)。7. 采用缺省引腳及引線的封裝,可提供更大的漏極爬電距離。8. 降低自動(dòng)重啟占空比和頻率可以增強(qiáng)在開環(huán)故障、短路或電壓失調(diào)狀況下對(duì)電源和負(fù)載的保護(hù)能力。9. 功率系數(shù)(I 2f、限流點(diǎn)降低、PWM 增益和熱關(guān)斷閾值的容差更為嚴(yán)格。電壓監(jiān)測(cè)(V引腳通常用于線電壓檢測(cè),通過(guò)一個(gè)4 M 電阻與經(jīng)整流的高壓直流總線連接,能設(shè)定過(guò)壓(OV/欠壓(UV和降 低DC MAX 的雙斜率線電壓前饋。在此模式之下,電阻值確定OV/UV 的閾值,且DC MA

11、X 開始呈雙斜率線性減少,提高了線電壓紋波抑制。此外,它還提供其它閾值來(lái)設(shè)定鎖存和遲滯輸出過(guò)壓保護(hù)(OVP。此引腳還可通過(guò)I UV 閾值用于遠(yuǎn)程開/關(guān)。圖 5. 控制引腳特性(多模式工作圖 4. 封裝線電壓檢測(cè)和外部設(shè)定流限版本 A 01/10 外部流限(X引腳可以通過(guò)一個(gè)電阻與源極連接,從外部將流限降低到接近工作峰值的電流。此引腳還可用于遠(yuǎn)程開/關(guān)控制及輸入。頻率引腳(F與源極相連時(shí)將全頻PWM 模式下的開關(guān)頻率設(shè)置為 132 kHz 的缺省值。而與控制引腳連接時(shí),頻率減半為66 kHz 。此引腳最好不要懸空?？刂?C引腳工作控制引腳是提供供電和反饋電流的低阻抗節(jié)點(diǎn)。在正常工作期間,分路穩(wěn)壓

12、器用來(lái)將反饋信號(hào)從供電電流中分離出來(lái)?？刂埔_電壓V C 是控制電路(包括MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)在內(nèi)的供電電壓。應(yīng)在控制極及源極引腳間就近放置一個(gè)外部旁路電容 以提供瞬時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電流。連接到控制腳的所有電容也用于設(shè)定自動(dòng)重啟動(dòng)定時(shí),同時(shí)用于環(huán)路補(bǔ)償。啟動(dòng)時(shí),整流后的 直流高壓加在漏極引腳上,MOSFET 起初處于關(guān)斷狀態(tài),通過(guò)連接在漏極和控制引腳間的高壓電流源對(duì)控制電容充電。當(dāng)控制引腳電壓V C 接近5.8 V 時(shí),控制電路被激活并開始軟啟動(dòng)。在17 ms 左右的時(shí)間內(nèi),軟啟動(dòng)電路使漏極峰值電流和開關(guān)頻率從很低的起始值逐漸上升到全頻最大漏極峰值電流。在軟啟動(dòng)結(jié)束時(shí),如果沒有外部反饋/供電電流流

13、入控制引腳,則內(nèi)部高壓開關(guān)電流源關(guān)斷,控制引腳開始根據(jù)控制電路所吸收的供電 電流的大小進(jìn)行放電。如果電源設(shè)計(jì)正確,而且不存在開環(huán)或輸出短路等故障時(shí),在控制引腳放電到接近下限閾值電壓 4.8 V 之前時(shí)(內(nèi)部電源欠壓鎖存閾值,反饋環(huán)路將閉合,向控制引腳提供外部電流。當(dāng)外部流入的電流將控制引腳充電到5.8 V 分路穩(wěn)壓器電壓時(shí),超過(guò)芯片所消耗的電流將通過(guò)NMOS 電流鏡分流到源極引腳,如圖2所示。NMOS 電流鏡的輸出電流控制功率MOSFET 的占空比,實(shí)現(xiàn)閉合環(huán)路調(diào)節(jié)。在采用初級(jí)反饋結(jié)構(gòu)中,分路穩(wěn)壓器很低的輸出阻抗Z C 決定了誤差放大器的增益。控制腳的動(dòng)態(tài)阻抗Z C 和外接控制腳的電容一起共同

14、決定控制環(huán)路的主極點(diǎn)。當(dāng)出現(xiàn)開環(huán)或短路等故障而使外部電流無(wú)法流入控制引腳時(shí),控制引腳上的電容開始放電,達(dá)到4.8 V 時(shí)激活自動(dòng)重啟動(dòng)電路而關(guān)斷MOSFET 輸出,使控制電路進(jìn)入低電流的待機(jī)模式。 高壓電流源再次接通并對(duì)外接電容充電。內(nèi)部帶遲滯的電源欠壓比較器通過(guò)使高壓電流源通斷來(lái)使V C 值保持在4.8 V 到5.8 V 的區(qū)域內(nèi),如圖7所示。自動(dòng)重啟動(dòng)電路中有一個(gè)除16的計(jì)數(shù)器,僅在計(jì)滿(S15時(shí)才接通輸出MOSFET ,用以防止輸出MOSFET 在十六個(gè)放電-充電周期過(guò)去前重新導(dǎo)通。通過(guò)將自動(dòng)重啟動(dòng)的占空比減到典型值2%,可有效地限制TOP264-271的功耗。 自動(dòng)重啟動(dòng)模式將不斷循環(huán)

15、工作直到輸出電壓穩(wěn)壓通過(guò)閉合反饋環(huán)路重新進(jìn)入受控狀態(tài)為止。振蕩器和開關(guān)頻率內(nèi)部振蕩器使內(nèi)部電容在兩個(gè)設(shè)定的電壓值間線性充放電, 以產(chǎn)生脈寬調(diào)制解調(diào)器時(shí)序所需的三角波電壓。在每個(gè)周期的起點(diǎn),振蕩器對(duì)脈寬調(diào)制解調(diào)器/電流限流鎖存進(jìn)行設(shè)置。全開關(guān)頻率一般選擇為132 kHz ,這使變壓器尺寸最小且EMI 頻率低于150 kHz 。頻率引腳與控制腳短接時(shí),全開關(guān)頻率降至66 kHz (頻率減半,這種特性在對(duì)噪聲敏感的視頻應(yīng)用或高效率待機(jī)模式中非常有用。如果頻率引腳與源極引腳相連,則開關(guān)頻率為缺省值132 kHz 。為使EMI 電平更低,全頻PWM 模式下,66 kHz 開關(guān)頻率大約在±2.5

16、 kHz 的范圍內(nèi)或132 kHz 工作頻率在大約 ±5 kHz 的范圍內(nèi)以250 hz (典型值的速率抖動(dòng)(進(jìn)行頻率調(diào)制,如圖6所示。當(dāng)系統(tǒng)進(jìn)入具有固定漏極峰值電流的變頻模式后,頻率抖動(dòng)將關(guān)閉。脈寬調(diào)制器脈寬調(diào)制器通過(guò)驅(qū)動(dòng)輸出MOSFET 來(lái)實(shí)現(xiàn)多模式控制,其占空 比與流入控制腳超過(guò)芯片內(nèi)部消耗所需要的電流成反比 (見圖5。反饋誤差信號(hào)以過(guò)電流的形式,由一個(gè)典型轉(zhuǎn)折 頻率為7 kHz 的RC 濾波電路進(jìn)行濾波,以降低芯片電源電流中由MOSFET 柵極驅(qū)動(dòng)產(chǎn)生的開關(guān)噪聲。要優(yōu)化電源效率,需要實(shí)施四個(gè)不同的控制模式。在最大負(fù)載條件下,調(diào)制器將在全頻PWM 模式下進(jìn)行工作,隨著負(fù)載的降低

17、,調(diào)制器將自動(dòng)依次切換到變頻PWM 模式和低頻PWM 模式。在輕負(fù)載條件下,控制方式將從PWM 控制切換到多周期調(diào)制控制,調(diào)制器在多周期調(diào)制模式下進(jìn)行工作。雖然不同模式的工作方式有所不同,但為了實(shí)現(xiàn)模式間的平滑切換,圖5中所示的占空比和控制引腳過(guò)電流之間的簡(jiǎn)單關(guān)系是通過(guò)所有三種PWM 模式來(lái)維持的。請(qǐng)參見以下部分,了解每種模式以及模式間切換的詳細(xì)信息。全頻PWM 模式:控制引腳電流(I C 達(dá)到I B 后,PWM 調(diào)制器進(jìn)入全頻PWM 模式。在此模式下,平均開關(guān)頻率保持為f OSC 不變(引腳可選頻率為132 kHz 或66 kHz 。I C 超過(guò)I B 時(shí),導(dǎo)通時(shí)間會(huì)縮短,占空比因而從DC

18、MAX 減小。這種工作方式與所有TOPSwitch 產(chǎn)品系列的PWM 控制相同。TOP264-271只在此模式下進(jìn)行工作的條件是:逐周期峰值漏極電流保持在k PS(UPPER × I LIMIT (set以上,其中k PS(UPPER為55%(典型值,I LIMIT (set是通過(guò)X 引腳在外部設(shè)置的電流限值。 圖 6. 開關(guān)頻率調(diào)制(理想化的VDRAIN 波形 變頻PWM 模式:峰值漏極電流由于電壓負(fù)載下降而降低到k PS(UPPER × I LIMIT (set時(shí),PWM 調(diào)制器開始切換到變頻PWM 模式,并逐漸關(guān)閉頻率抖動(dòng)。在此模式下,峰值漏極電流將保持為k PS(U

19、PPER × I LIMIT (set不變,同時(shí)開關(guān)頻率會(huì)從初始全頻f OSC (132 kHz 或66 kHz 下降到最小頻率f MCM(MIN(典型值為30 kHz 。占空比減小是通過(guò)延長(zhǎng)關(guān)斷時(shí)間來(lái)完成的。低頻PWM 模式:開關(guān)頻率達(dá)到f MCM(MIN(典型值為30 kHz 時(shí),PWM 調(diào)制器開始切換到低頻模式。在此模式下,開關(guān)頻率保持為f MCM(MIN不變且占空比減小,工作方式與縮短導(dǎo)通時(shí)間的全頻PWM 模式類似。峰值漏極電流從初始值k PS(UPPER × I LIMIT (set下降到最小值k PS(LOWER × I LIMIT (set,其中k

20、PS(LOWER為25%(典型值,I LIMIT (set是通過(guò)X 引腳在外部設(shè)置的電流限值。多周期調(diào)制模式:峰值漏極電流降到k PS(UPPER × I LIMIT (set時(shí),調(diào)制器便會(huì)切換到多周期調(diào)制模式。在此模式下,每次導(dǎo)通時(shí),調(diào)制器都會(huì)啟用輸出開關(guān),維持時(shí)間為T MCM(MIN,開關(guān)頻率為f MCM(MIN(30 kHz 下4或5次連續(xù)脈沖,峰值漏極電流為k PS(UPPER × I LIMIT (set,并且將保持關(guān)斷,直到控制引腳下降到I C(OFF以下。這種工作模式不僅能保持較低的峰值漏極電流,而且還能使諧波頻率下降到6 kHz 到30 kHz 之間。這樣可

21、以避免變壓器諧振頻率,從而極大地抑制潛在的變壓器噪聲。最大占空比最大占空比DC MAX 按缺省值78%(典型值設(shè)定。但是,當(dāng)線電壓監(jiān)測(cè)引腳通過(guò)適當(dāng)?shù)碾娮?典型值為4 M 與經(jīng)整流的直流高壓總線相連時(shí),隨著輸入電壓從88 V 增加到380 V (具有雙增益斜率,最大占空比可以從78%降至40%(典型值。誤差放大器并聯(lián)調(diào)整器也可在初級(jí)反饋應(yīng)用中用作誤差放大器。并聯(lián)調(diào)整器的電壓由一個(gè)具有溫度補(bǔ)償?shù)膸痘鶞?zhǔn)提供?？刂颇_的動(dòng)態(tài)阻抗Z C 設(shè)置誤差放大器的增益?？刂颇_將外部電路信號(hào)箝位在V C 電壓的水平?？刂颇_超出供電電流的部分將被誤差放大器隔離,并成為脈寬調(diào)制器的反饋電流I FB ?？赏獠烤幊痰钠瑑?nèi)流

22、限逐周期的峰值漏電流限制電路以MOSFET 的導(dǎo)通電阻作為電流采樣電阻。流限比較器將輸出MOSFET 導(dǎo)通狀態(tài)下的漏-源極電壓V DS(ON與一個(gè)閾值電壓相比較。漏電流太大將使V DS(ON超過(guò)閾值電壓并在下一個(gè)時(shí)鐘周期開始前關(guān)斷輸出MOSFET 。流限比較器的閾值電壓采用溫度補(bǔ)償,使輸出MOSFET 的V DS(ON隨溫度所產(chǎn)生的變化對(duì)流限的影響最小。TOP264-271的缺省流限值已在內(nèi)部預(yù)先設(shè)定。但可通過(guò)連接在外部流限(X引腳和源極引腳間的電阻,從外部將流限控制在缺省流限值的30%到100% 之間。由于較大的TOP264-271的R DS(ON值較小,通過(guò)設(shè)定較低的流限值,選擇超出所需功

23、率的TOP264-271,利用它較低的R DS(ON來(lái)獲得更高效率/減少散熱片面積。通過(guò)連接在外部流限(X引腳和經(jīng)整流的直流高壓總線間的電阻,流限隨線電壓的增高而降低,可實(shí)現(xiàn)真正的不受電壓變化影響的功率限定工作。使用RCD 箝位電路時(shí),這種功率限制技術(shù)能降低高壓輸入時(shí)的最大箝位電壓。能實(shí)現(xiàn)更高反射電壓的設(shè)計(jì)并降低箝位損耗。輸出MOSFET 剛導(dǎo)通時(shí),前沿消隱電路將流限比較器抑制 片刻。在設(shè)置前沿消隱時(shí)間后,如果電源設(shè)計(jì)正確,電源初級(jí)側(cè)電容產(chǎn)生的電流尖峰及次級(jí)端整流管的反向恢復(fù)時(shí)間不會(huì)引起開關(guān)脈沖的提前誤關(guān)斷。在前沿消隱時(shí)間過(guò)后不久,流限便會(huì)下降。這是由MOSFET 的動(dòng)態(tài)特性決定的。在電源啟動(dòng)

24、及故障情況下,控制器通過(guò)降低開關(guān)頻率來(lái)防止過(guò)高的漏極電流出現(xiàn)。輸入欠壓檢測(cè)(UV在上電時(shí),UV 令TOP264-271在輸入電壓達(dá)到欠壓閾值前保持關(guān)斷;在斷電時(shí),UV 防止它在輸出失調(diào)后自動(dòng)重啟動(dòng)。在待機(jī)電源等應(yīng)用中,它能防止關(guān)斷時(shí)由輸入大容量電容緩慢放電而產(chǎn)生的干擾。上電時(shí),UV 閾值由連接在電壓監(jiān)測(cè)和經(jīng)整流的高壓總線間的單電阻設(shè)定。電源接通后,UV 閾值降到初始閾值的40%,使輸入電壓的工作范圍更寬(UV 下限閾值。工作時(shí),如果在電源未失調(diào)的情況下達(dá)到UV 下限,則此器件將保持關(guān) 斷,直到UV達(dá)到上限為止。如果電源在達(dá)到UV下限前電源失調(diào),則器件將自動(dòng)重啟動(dòng)。在每個(gè)自動(dòng)重啟動(dòng)周期末(S15

25、,UV 比較器會(huì)被啟動(dòng)。此時(shí)若沒有超過(guò)UV上限值,則MOSFET在下一個(gè)周期內(nèi)關(guān)斷(見圖7。UV特性可單獨(dú)使用,而與OV特性無(wú)關(guān)。輸入電壓過(guò)壓關(guān)斷(OV用于設(shè)置UV欠壓閾值的電阻也用于設(shè)置過(guò)壓保護(hù)的閾值,當(dāng)超過(guò)閾值時(shí)就會(huì)立即強(qiáng)制TOP264-271停止開關(guān)(完成當(dāng)前開關(guān)周期后。如果此情況持續(xù)至少100 µs,TOP264-271輸出將被強(qiáng)制進(jìn)入關(guān)斷狀態(tài)。當(dāng)輸入電壓恢復(fù)正常時(shí)(OV閾值有少量遲滯以防止噪聲引發(fā)關(guān)斷,狀態(tài)調(diào)節(jié)器會(huì)設(shè)置為S13,并強(qiáng)制TOP264-271在嘗試再次開關(guān)之前先通過(guò)整個(gè)自動(dòng)重啟動(dòng)序列。從圖8可見OV和UV的比率設(shè)為4.5,當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí),由于沒有反射電壓和

26、漏電感尖峰電壓疊加到漏極,經(jīng)整流的直流高壓抗浪涌沖擊的能力增大到MOSFET的額定電壓(725 V。OV功能可以被屏蔽,而與UV功能應(yīng)用無(wú)關(guān)。為了降低TOP264-271設(shè)計(jì)的空載輸入功率,V引腳工作電流很低。這就需要在設(shè)計(jì)PCB時(shí)認(rèn)真考慮布局因素,以避免噪聲耦合。連接至V引腳的通路及元件都不能與承載開關(guān)電流的任何通路相鄰。這些包括漏極、箝位網(wǎng)絡(luò)、偏置繞組或來(lái)自其他轉(zhuǎn)換器的功率通路。如果使用了線電壓檢測(cè)特性,則檢測(cè)電阻必須置于V引腳的10 mm以內(nèi),以減小和V引腳相連的節(jié)點(diǎn)的面積。然后應(yīng)將直流總線連接至線電壓檢測(cè)電阻。注意,不能給V引腳的接外接電容,否則會(huì)造成V引腳功能誤動(dòng)作。遲滯型或鎖存型輸

27、出過(guò)壓保護(hù)(OVP遲滯型或鎖存型輸出過(guò)壓保護(hù)(OVP的檢測(cè)是都是通過(guò)觸發(fā)輸入過(guò)壓閾值來(lái)實(shí)現(xiàn)的。V引腳的電壓將下降0.5 V,控制器會(huì)在電壓下降后立即測(cè)量外部所連阻抗。如果IV或IM比IOV(LS(典型值為336 µA時(shí)間長(zhǎng)100 µs,TOP264-271將永久關(guān)斷以鎖存OVP。只有在IX超過(guò)IX(TH= -27 µA(典型值或VC低于上電復(fù)位閾值(VC(RESET時(shí),它才會(huì)復(fù)位并恢復(fù)正常。如果IV沒有超過(guò)IOV(LS或時(shí)間不超過(guò)100 µs,TOP264-271將啟動(dòng)輸入過(guò)壓保護(hù),進(jìn)入遲滯型OVP。其行為與前面一節(jié)詳細(xì)介紹的輸入過(guò)壓關(guān)斷(OV相同。在因

28、反饋信號(hào)失效而導(dǎo)致故障的情況下,輸出電壓將快速上升并超過(guò)額定電壓。輸出電壓的增大同時(shí)也會(huì)導(dǎo)致偏置繞組輸出端電壓的增大。當(dāng)偏置繞組輸出端的電壓超過(guò)連接于偏置繞組輸出端和V引腳的齊納穩(wěn)壓管的額定電壓與V引腳電壓的總和時(shí),將導(dǎo)致引入V引腳的電流超過(guò)IV,從而觸發(fā)過(guò)壓保護(hù)功能。如果工作電源負(fù)載較重或在低壓輸入條件下,將會(huì)出現(xiàn)開環(huán),輸出電壓可能不會(huì)顯著上升。在出現(xiàn)這些情況時(shí),鎖存將不會(huì)關(guān)斷直至負(fù)載或線電壓發(fā)生變化。盡管如此,在線電壓或負(fù)載狀況發(fā)生變化時(shí),通過(guò)阻止電壓的大幅上升依然可以提供所需的保護(hù)。在TOP264-271典型應(yīng)用中,如果出現(xiàn)開環(huán),其初級(jí)側(cè)OVP保護(hù)將會(huì)阻止額定輸出電壓(12 V上升至20

29、 V之上。如果要 圖 7. (1上電(2正常工作(3自動(dòng)重啟動(dòng)(4電源關(guān)斷時(shí)的典型波形 求更為精準(zhǔn),推薦使用次級(jí)側(cè)檢測(cè)OVP電路。降低DCMAX的線電壓前饋設(shè)置UV和OV的電阻同時(shí)也用于產(chǎn)生線電壓前饋,使輸出紋波最小并減小了輸入電壓瞬態(tài)變化時(shí)對(duì)輸出的影響。值得注意的是,對(duì)于相同的控制腳電流,更高的線電壓會(huì)使占空比更小。另外,最大占空比DCMAX也從略低于UV閾值時(shí)的78%(典型值降至OV閾值時(shí)的36%(典型值。在較高線電壓時(shí),選擇DCMAX為36%可確保TOP264-271的功率在正常工作時(shí)不會(huì)受到此特性的限制。TOP264-271因使用以下兩種降低斜率而更適合于前饋:所有低于195 V的總線

30、電壓使用每µA -1%的斜率(4 M線路阻抗的典型值所有高于195 V的總線電壓使用每µA -0.25%的斜率。遠(yuǎn)程開/關(guān)TOP264-271可通過(guò)控制流入電壓監(jiān)測(cè)引腳或流出外部流限引腳的電流來(lái)導(dǎo)通或關(guān)斷。另外,電壓監(jiān)測(cè)引腳上連有1 V的輸入閾值比較器,此電壓閾值也可用于實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)程開/關(guān)控制。當(dāng)電壓監(jiān)測(cè)引腳或外部流限引腳接收到OV、UV和遠(yuǎn)程開/關(guān)等功能產(chǎn)生的禁止輸出信號(hào)時(shí),TOP264-271總是在完成當(dāng)前的開關(guān)周期后,才強(qiáng)制關(guān)斷輸出。如上所述,遠(yuǎn)程開/關(guān)功能可用作TOP264-271的待機(jī)或電源開關(guān),使之長(zhǎng)時(shí)間處于極低功耗狀態(tài)。如果TOP264-271處于遠(yuǎn)程關(guān)斷狀態(tài)的時(shí)

31、間可使控制引腳內(nèi)部放電到4.8 V內(nèi)部欠壓閾值(47 µF的控制引腳電容約需時(shí)32 ms,則控制引腳進(jìn)入遲滯調(diào)節(jié)模式。在此模式下,控制引腳在4.8 V到5.8 V間進(jìn)行充放電周期轉(zhuǎn)換(見上述控制腳工作原理一節(jié),并徹底放完高壓直流輸入,而且功耗很低(230 VAC輸入時(shí),X引腳開路時(shí)的典型值<160 mW。進(jìn)入此模式后,當(dāng)TOP264-271被遠(yuǎn)程接通,它在控制引腳電壓再次達(dá)到5.8 V時(shí)執(zhí)行正常的軟啟動(dòng)程序。在最差情況下,從遠(yuǎn)程開啟到啟動(dòng)的延遲時(shí)間可與控制腳的整個(gè)充放電時(shí)間相同,即47 µF控制腳電容需時(shí)約為125 ms。這種降低功耗的遠(yuǎn)程關(guān)斷模式可省去昂貴且不可靠的

32、線上機(jī)械開關(guān)。接通和關(guān)斷序列也可用微處理器來(lái)控制,正如噴墨和激光打印機(jī)等應(yīng)用中所要求的那樣。軟啟動(dòng)17 ms軟啟動(dòng)通過(guò)從低頻PWM模式起到變頻PWM模式再到全頻模式的切換工作,漏極峰值電流和開關(guān)頻率呈線性從最小值增至電壓監(jiān)測(cè)及外部電流流限引腳表 *此表格僅僅列舉了部分線電壓監(jiān)測(cè)和外部流限引腳可能采用的配置。表 2 電壓監(jiān)測(cè)(V和外部流限(X引腳的配置選項(xiàng) 圖 8. 電壓監(jiān)測(cè)和外部流限(E和V封裝引腳的特性曲線 最大值。除啟動(dòng)時(shí)外,軟啟動(dòng)在每次自動(dòng)重啟動(dòng)時(shí)也會(huì)被激活,包括在遠(yuǎn)程關(guān)斷或熱關(guān)斷后的自動(dòng)重啟動(dòng)和控制引腳電壓(VC進(jìn)入遲滯調(diào)節(jié)的重啟動(dòng)。這不僅能有效地將輸出MOSFET、箝位電路和輸出整流

33、管在啟動(dòng)時(shí)的電流和電壓壓力降至最低。還有助于使輸出過(guò)沖最小,防止啟動(dòng)期間的變壓器飽和。關(guān)斷/自動(dòng)重啟動(dòng)(適用于OCP、SCP及OPP為了降低故障(比如過(guò)流,短路或過(guò)功率時(shí)的TOP264-271功率耗散,關(guān)斷/自動(dòng)重啟動(dòng)電路在輸出電壓持續(xù)失調(diào)時(shí),以通常為2%的自動(dòng)重啟動(dòng)占空比對(duì)電源進(jìn)行開關(guān)操作。失調(diào)中斷外部電流流入控制引腳,VC調(diào)節(jié)也從分流模式進(jìn)入遲滯自動(dòng)重啟動(dòng)模式,在控制引腳工作一節(jié)中有所介紹。故障情況消除后,電源輸出變?yōu)榭烧{(diào),VC調(diào)節(jié)也進(jìn)入分流模式,電源又恢復(fù)正常工作。遲滯過(guò)熱保護(hù)(OTP由精密的模擬電路提供的溫度保護(hù)功能,在結(jié)溫超過(guò)熱關(guān)斷溫度(典型值142 °C時(shí)即關(guān)斷輸出MOS

34、FET。當(dāng)結(jié)溫冷卻到遲滯 溫度以下時(shí),自動(dòng)恢復(fù)并重新正常工作。采用75 °C(典型值的遲滯可防止因持續(xù)故障而使PC板出現(xiàn)過(guò)熱現(xiàn)象。當(dāng)電源過(guò)熱關(guān)斷后,VC的調(diào)節(jié)進(jìn)入遲滯模式,控制引腳上的波形為4.8 V到5.8 V間(典型值三角波形。帶隙基準(zhǔn)TOP264-271內(nèi)部所有的關(guān)鍵電壓均來(lái)自于一個(gè)具有溫度補(bǔ)償?shù)膸痘鶞?zhǔn)。此基準(zhǔn)電壓用于產(chǎn)生所有其它內(nèi)部電流基準(zhǔn),經(jīng)調(diào)整此電流基準(zhǔn)能精確設(shè)定開關(guān)頻率、MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)電流、流限和線路OV/UV/OVP閾值。TOP264-271改善了電路性能,使以上這些重要參數(shù)的絕對(duì)容差更嚴(yán)格,且相對(duì)于溫度的變化更小。高壓偏置電流源在啟動(dòng)或遲滯模式工作時(shí),高壓電

35、流源從漏極引腳輸入,為TOP264-271器件提供偏置,并對(duì)控制腳的外接電容充電。在自動(dòng)重啟動(dòng)、遠(yuǎn)程關(guān)斷和過(guò)熱關(guān)斷時(shí),器件進(jìn)入遲滯工作模式。此時(shí)電流源通斷的有效占空比約為35%,此占空比由控制腳充電(IC、放電電流和ICD2的比率決定。正常工作情況下,輸出MOSFET接通,此電流源關(guān)斷。電流源開關(guān)可以在漏極電壓波形上產(chǎn)生小干擾,但這屬于正常情況。 圖 9. 電壓監(jiān)測(cè)(V和外部流限(X引腳輸入簡(jiǎn)圖 頻率 (F 引腳的典型應(yīng)用 圖 10. 全頻率工作(132 kHz圖 11. 半頻率工作(66 kHz 電壓監(jiān)測(cè)(V和外部流限(X引腳的典型使用方法 圖 13. 實(shí)現(xiàn)欠壓、過(guò)壓和線電壓前饋的線電壓檢測(cè)

36、圖 14. 實(shí)現(xiàn)欠壓、過(guò)壓和線電壓前饋及遲滯輸出過(guò)壓保護(hù)的線電壓檢測(cè)圖 12. 三端工作(電壓監(jiān)測(cè)和外部流限功能被禁用。頻率引腳與源極或控制引腳相連。 圖 15. 僅實(shí)現(xiàn)欠壓的線電壓檢測(cè)(禁用過(guò)壓禁用 圖 16. 僅實(shí)現(xiàn)過(guò)壓線電壓檢測(cè)(禁用欠壓。低壓時(shí)會(huì)降低最大占空比,線電壓增高時(shí)最大占空比進(jìn)一步降低。圖 17. 外部設(shè)定流限 電壓監(jiān)測(cè)(V和外部流限(X引腳的典型使用方法(續(xù)上 圖 18. 流限隨線電壓降低而降低圖 19. 啟動(dòng)(故障自趨安全遠(yuǎn)程開/關(guān)與鎖存復(fù)位 圖 20. 用外部設(shè)定流限來(lái)啟動(dòng)遠(yuǎn)程開/關(guān)與鎖存復(fù)位圖 21. 用線電壓檢測(cè)和外部流限來(lái)啟動(dòng)遠(yuǎn)程開關(guān)與鎖存復(fù)位 圖 22. 線電壓檢

37、測(cè)和外部設(shè)定流限圖 23. 外部設(shè)定流限,快速AC 鎖存復(fù)位和電壓跌落 圖 24. 低空載功耗、高效率的19 V , 65 W 通用輸入適配器電源應(yīng)用范例低空載功耗、高效率的65 W 通用輸入適配器電源圖24所示電源電路的交流輸入范圍為90 VAC 到264 VAC ,輸出為19 V, 3.42 A ,適用于在密閉的適配器殼體內(nèi)工作。本設(shè)計(jì)的目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)最高滿載效率、最高平均效率(在25%、50%、75%和100%負(fù)載點(diǎn)的平均值以及超低空載功耗。此外,還應(yīng)具備鎖存輸出過(guò)壓關(guān)斷功能,并符合安全機(jī)構(gòu)的功率受限電源(LPS的限值要求。所測(cè)得的效率和空載性能匯總在電路圖表格內(nèi),這些數(shù)據(jù)可輕松超出現(xiàn)行能效

38、要求。為達(dá)到上述設(shè)計(jì)目標(biāo),特此制定了以下設(shè)計(jì)要點(diǎn)。PI 元件的選擇 選擇可提供高于所需輸出功率的更大器件,以提高效率TOPSwitch-JX 的流限設(shè)定功能允許選擇可提供高于所需輸出功率的更大器件。這樣可通過(guò)降低MOSFET 導(dǎo)通損耗(I RMS 2 × R DS(ON來(lái)實(shí)現(xiàn)高滿載、低輸入電壓效率,但同時(shí)可保持與使用較小器件相同的過(guò)載功率、變壓器和其他元件大小。在本設(shè)計(jì)中,選用的器件尺寸比輸出功率(功率表中的推薦值所需的器件尺寸更大。這樣通?？蓪?shí)現(xiàn)最高效率。再繼續(xù)增大器件尺寸,通常會(huì)取得同樣的效果,或降低效率(MOSFET 越大,帶來(lái)的開關(guān)損耗越大。線電壓檢測(cè)電阻值 將線電壓檢測(cè)電阻

39、值從4 M 增加到10.2 M ,空載輸入功耗可降低16 mW線電壓檢測(cè)通過(guò)電阻R3和R4來(lái)實(shí)現(xiàn),可設(shè)定輸入欠壓和過(guò)壓閾值。這兩個(gè)電阻的總值從標(biāo)準(zhǔn)的4 M 增加到10.2 M 。這樣可降低電阻耗散,從而將空載輸入功率從26 mW 降低到10 mW 。為補(bǔ)償U(kuò)V (導(dǎo)通閾值的最終差值,在控制和電壓監(jiān)測(cè)引腳之間添加電阻R20。這給V 引腳增加了相當(dāng)于16 µA 的DC 電流,此時(shí)只需通過(guò)R3和R4提供9 µA 電流即可達(dá)到25 µA 的V 引腳(導(dǎo)通閾值電流,并將UV 閾值設(shè)置到95 VDC 。這種技術(shù)方法在OV 閾值從450 VDC 提升到980 VDC 時(shí)確能有效

40、禁用OV 功能。不過(guò)這對(duì)本設(shè)計(jì)并無(wú)影響,因?yàn)樵诒驹O(shè)計(jì)中,輸入電容值(C2足能承受大于2 kV 的差模浪涌,不會(huì)使漏極電壓達(dá)到U1的BV DSS 額定值。有關(guān)R20值的具體指南和詳細(xì)計(jì)算方法,請(qǐng)參見TOPSwitch-JX 應(yīng)用指南(AN-47。 箝位配置 RZCD與RCD比較選擇RZCD(齊納二極管泄放而不是RCD箝位,可實(shí)現(xiàn)更高的輕載效率和更低的空載功耗。VR2、C4、R5、R6、R11、R28、R29及D2共同構(gòu)成箝位電路。該電路可將漏感引起的峰值漏極電壓尖峰控制到內(nèi)置TOPSwitch-JX MOSFET的BVDSS額定值以下。用這種設(shè)計(jì)取代標(biāo)準(zhǔn)的RCD箝位可提高輕載效率和空載輸入功率。

41、在標(biāo)準(zhǔn)RCD箝位中,C4會(huì)通過(guò)一個(gè)并聯(lián)電阻而不是一個(gè)電阻和串聯(lián)齊納二極管來(lái)進(jìn)行放電。在RCD箝位中,選取的電阻值用來(lái)限制滿載和過(guò)載條件下的峰值漏極電壓。但在輕載或空載條件下,由于漏感能量和開關(guān)頻率都已下降,因此該電阻值會(huì)導(dǎo)致電容電壓大量放電。由于該電容在每個(gè)開關(guān)周期都必須重新充電,直至超過(guò)反射輸出電壓,因此電容電壓降低即表示有能量損耗。這樣會(huì)使箝位損耗表現(xiàn)為一個(gè)顯著負(fù)載,好像它與電源輸出端相連。RZCD箝位可解決上述問(wèn)題,因?yàn)樗蓪㈦娙萆系碾妷悍烹娍刂圃谧钚≈狄韵?由VR2的額定電壓值定義,從而降低輕載和空載條件下的箝位損耗。電阻R6和R28用來(lái)衰減高頻率振鈴,從而降低EMI。由于電阻與VR2

42、串聯(lián)(限值峰值電流,因此可使用標(biāo)準(zhǔn)功率齊納二極管而不是TVS型二極管來(lái)降低成本(不過(guò),TVS型二極管的選用取決于SMD封裝版本的供貨情況。選用的二極管D2有800 V的額定電壓,而不是典型的600 V,因?yàn)榍罢叻聪蚧謴?fù)時(shí)間更長(zhǎng),達(dá)500 ns。這樣,在二極管反向恢復(fù)期間可使箝位恢復(fù)部分能量,從而提高效率。在使用SMD元件時(shí),可并聯(lián)多個(gè)電阻以分散損耗。反饋配置與光耦晶體管共同形成的達(dá)林頓連接,可減小次級(jí)側(cè)反饋電流,從而降低空載輸入功率。次級(jí)側(cè)上使用的低壓、低電流電壓參考IC,可減小次級(jí)側(cè)反饋電流,從而降低空載輸入功率。在空載、高輸入電壓條件下,將偏置繞組電壓調(diào)至9 V,可降低空載輸入功率。在高輸

43、入電壓條件下,反饋到控制引腳上的反饋電流通常為3 mA。該電流不僅來(lái)自偏置繞組(C10上的電壓,而且還直接來(lái)自輸出。二者均代表電源輸出端的負(fù)載。要降低偏置繞組在空載條件下的損耗,需調(diào)整偏置繞組匝數(shù)和C10的值,使C10上的最小電壓約為9 V。這是保持對(duì)光耦器偏置供電的最低值。在電路中增加Q2,使其與U3B形成達(dá)林頓連接,以降低次級(jí)側(cè)反饋電路的損耗。這樣可以將次級(jí)側(cè)上的反饋電流減小到1 mA。增加的環(huán)路增益(由于晶體管的直流放大系數(shù)hFE通過(guò)增大R16的值和添加R25進(jìn)行補(bǔ)償。用1.24 V LMV431替換標(biāo)準(zhǔn)的2.5 V TL431參考電壓,將供電電流要求從1 mA降低到100 µ

44、A。輸出整流管的選擇為輸出整流管選用高額定電流、低VF的肖特基整流二極管。為D5選用15 A、100 V的雙向肖基特整流二極管(VF值為0.455 V 5 A。這比降低阻性損耗和正向電壓損耗要求的額定電流值要高,目的在于同時(shí)改善滿載和平均效率。由于TOPSwitch-JX 內(nèi)置MOSFET的額定電壓較高,可使變壓器初級(jí)與次級(jí)匝數(shù)比較高(VOR= 110 V,因此需要使用100 V的肖基特二極管。增強(qiáng)出過(guò)壓關(guān)斷敏感性通過(guò)添加晶體管Q1和VR1來(lái)增強(qiáng)過(guò)壓關(guān)斷敏感性。在開環(huán)條件下,輸出電壓以及偏置繞組電壓將會(huì)上升。當(dāng)電壓上升到超過(guò)VR1的電壓與VBE壓降總和時(shí),Q1將會(huì)導(dǎo)通,電流饋入V引腳。添加Q1可確保流入V引腳的電流即使在以下條件下都足以超過(guò)鎖存關(guān)斷閾值:電源在