穎高效率開關(guān)電源控制器設(shè)計(jì)方案

1、的117 %. 當(dāng)負(fù)載較重時(shí)，變換器工作在PWM 模式，當(dāng)負(fù)載下降到一定值時(shí)，電感電流的峰值不再隨著負(fù)載的變化而變化，輸出電壓上升，直到達(dá)到Bur st 比較器上限時(shí)才會(huì)控制功率開關(guān)關(guān)斷，變換器進(jìn)入到Burst 工作模式。 類似，當(dāng)負(fù)載從輕載變到重載，電感電流峰值需要隨著負(fù)載變化而調(diào)整時(shí)，輸出電壓下降，直到達(dá)到EA 基準(zhǔn)變換器才回到PWM 工作模式。 這就相當(dāng)于在模式切換的負(fù)載條件之間形成了一個(gè)遲滯窗口，窗口的下限是EA 基準(zhǔn)，上限是Bur st 比較器上限。 另一方面，設(shè)置兩個(gè)基準(zhǔn)，還可以在模式轉(zhuǎn)換時(shí)提供一個(gè)電壓余量，起到抑制過(guò)沖電壓的作用。3 片上電流檢測(cè)片上電流檢測(cè)就是把檢測(cè)電感電流的功

2、能集成到控制芯片內(nèi)部，尤其對(duì)于功率集成的控制器來(lái)說(shuō)，其意義就顯得更為重要也較易實(shí)現(xiàn)，且采用片上電流檢測(cè)有利于有效簡(jiǎn)化外圍應(yīng)用電路的設(shè)計(jì)。電流檢測(cè)可以根據(jù)檢測(cè)電路的不同位置分為高邊檢測(cè)和低邊檢測(cè)，對(duì)于Buck 電路來(lái)說(shuō)，若檢測(cè)對(duì)象是流過(guò)功率開關(guān)的電流，多采用高邊檢測(cè)；但若檢測(cè)對(duì)象是流過(guò)同步整流開關(guān)的電流，就需采用低邊檢測(cè)。 以高邊檢測(cè)為例，傳統(tǒng)的檢測(cè)方法是利用一個(gè)小電阻與功率開關(guān)串聯(lián)來(lái)檢測(cè)流過(guò)功率開關(guān)的電流。 但受到工藝的限制，小電阻的阻值精度通常是很低的，且會(huì)占用較多的芯片面積。 尤其在低電壓供電的系統(tǒng)中，檢測(cè)電阻上的損耗和檢測(cè)精度都是嚴(yán)重的問(wèn)題。 因此，本文采用了一種基于電流鏡結(jié)構(gòu)的片上電流

3、檢測(cè)技術(shù)，與傳統(tǒng)的電阻檢測(cè)方法相比，它的精度較高，功率損耗小。電流檢測(cè)電路主要有兩個(gè)功能模塊，一是功率開關(guān)電流檢測(cè)模塊，二是峰值電流箝位模塊。功率開關(guān)電流檢測(cè)的基本電路原理如圖5 所示。 主要采用電流鏡結(jié)構(gòu)，用一個(gè)與功率開關(guān)成一定比例的MOS 管來(lái)鏡像功率開關(guān)的電流。 圖中PM_P 是功率開關(guān)，NM_P 是同步整流開關(guān)。 PMOS 管PM0 和PM_P組成一個(gè)簡(jiǎn)單電流鏡結(jié)構(gòu)。 運(yùn)算放大器CSA 的作用是保持PM0 和PM_P 的V DS電壓相等，它是一個(gè)兩級(jí)折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，具有較大的帶寬和較快的響應(yīng)速度，以達(dá)到較高的檢測(cè)精度和較大的電流檢測(cè)范圍。PM1 的作用是防止當(dāng)同步整流開關(guān)通時(shí)，CS

4、A + 端短路到地。 如果在功率開關(guān)關(guān)斷的時(shí)候CSA + 短路到地，則每個(gè)周期功率開關(guān)開始打開的時(shí)候，CSA + 需要較長(zhǎng)的恢復(fù)時(shí)間，會(huì)影響檢測(cè)精度。 另一方面，功率開關(guān)導(dǎo)通時(shí)是工作在線性區(qū)，因此PM0 和PM_ P 的V DS電壓差對(duì)電流鏡的鏡像精度影響較大，所以PM1 必須具有較小V DS值，可以適當(dāng)?shù)卦龃笏膶掗L(zhǎng)比。在設(shè)計(jì)中，取PM0 和PM_ P 的寬長(zhǎng)比的比值為1 3000 ，因此流過(guò)PM0 和PM_ P 的電流比值也為1 3000. 可得檢測(cè)電壓V IL 為：其中； IL 為流過(guò)功率開關(guān)的電流，也直接反映了電感電流的信息。峰值電流箝位電路原理如圖6 所示，該電路同時(shí)也是電壓環(huán)和電流

5、環(huán)的結(jié)合點(diǎn)。 圖中V IL 即為（2） 式中定義，V sense和V peak即為圖3 中所定義。當(dāng)變換器工作在重載條件下時(shí)，誤差放大器的輸出較高，NM0 導(dǎo)通，V peak 值就會(huì)受EA 輸出的調(diào)節(jié)。 假設(shè)NM0 導(dǎo)通時(shí)工作在飽和區(qū)，則：其中 INM0為流過(guò)NM0 的電流，隨誤差放大器輸出的變化而變化。 V sense 和V peak 是輸入到后級(jí)電流比較器的信號(hào)。結(jié)合（2） （4） 式，就可以得到電感電流和EA 輸出的關(guān)系式。當(dāng)變換器工作在輕載條件下時(shí)，誤差放大器輸出較低而不足以使得NM0 導(dǎo)通，此時(shí)，V peak 值就不再隨著EA 輸出的變化而調(diào)節(jié)。此時(shí)， （5） 式中INMO可以看作零

6、。根據(jù)（5） 和（7） 式，可以設(shè)計(jì)合適的電路參數(shù)，以保證在應(yīng)用所需的負(fù)載范圍之內(nèi)誤差放大器不會(huì)飽和，同時(shí)可以限制最大的負(fù)載值，且當(dāng)負(fù)載低于一定值時(shí)實(shí)現(xiàn)峰值電流箝位控制。圖6 中的Slop + 和Slop - 兩個(gè)節(jié)點(diǎn)主要用來(lái)加入斜坡電流，當(dāng)變換器工作在重載條件下且占空比大于50 %時(shí)，則實(shí)現(xiàn)斜坡補(bǔ)償?shù)墓δ堋? 測(cè)試結(jié)果該變換器芯片在115m BCD 工藝下設(shè)計(jì)和制造。圖7 為該變換器芯片的顯微照片。 整個(gè)芯片面積為615mm2 ，芯片下部主要是集成的功率開關(guān)和同步整流開關(guān)，面積約為2mm2 ，上部為控制器。測(cè)試中應(yīng)用的Buck 變換器拓?fù)淙鐖D8 示。 設(shè)置工作頻率為1MHz ， 輸入電壓范圍2 7V ， 輸出電壓115V. 改變分壓電阻的取值可改變輸出電壓，表1 為一組典型應(yīng)用下的分壓電阻取值參考。 電路可承受的負(fù)載范圍為0500mA ，足以能滿足一般便攜式設(shè)備的應(yīng)用需求。與通常提高輕載效率的方法相比，本文提出的Burst工作模式， 不僅具有較高的輕載效率， 還體現(xiàn)了與其他方法相比更優(yōu)的負(fù)載調(diào)整率，且簡(jiǎn)化了外圍應(yīng)用電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜性。5 結(jié)語(yǔ)提出一種高效率綠色模式降壓型集成開關(guān)電源控制器的設(shè)計(jì)方案，其特點(diǎn)是采用了PWM 和Burst 交替的多模式控制，有效提高了變換器的效率， 并成功實(shí)現(xiàn)了不同模式間的平滑過(guò)渡以及過(guò)沖電壓的抑制。 片