基于-單片機(jī)酒精測試儀-論文設(shè)計-開題報告書

1、-. z本科畢業(yè)設(shè)計(論文)開題報告題目：基于單片機(jī)的酒精測試儀課 題 類 型： 設(shè)計實(shí)驗(yàn)研究論文學(xué) 生 姓 名： 學(xué) 號： 指 導(dǎo) 教 師： 開 題 時 間： 201年月日開題報告容與要求一、畢業(yè)設(shè)計論文容及研究意義價值二、畢業(yè)設(shè)計論文研究現(xiàn)狀和開展趨勢文獻(xiàn)綜述三、畢業(yè)設(shè)計論文研究方案及工作方案含工作重點(diǎn)與難點(diǎn)及擬采用的途徑四、主要參考文獻(xiàn)不少于10篇，期刊類文獻(xiàn)不少于7篇，應(yīng)有一定數(shù)量的外文文獻(xiàn)，至少附一篇引用的外文文獻(xiàn)3個頁面以上及其譯文一、畢業(yè)設(shè)計論文容及研究意義價值設(shè)計的容：此次設(shè)計是采用8051單片機(jī)作為主控芯片，設(shè)計一款酒精測試儀，用C語言編寫主控芯片的控制程序，再結(jié)合外圍電路，

2、使酒精測試儀可鍵盤輸入。通過酒精濃度的輸入，進(jìn)展響應(yīng)的電路報警。研究意義： 近年來隨著經(jīng)濟(jì)迅速開展，人們的生活水平日夜提高。私家車也越來越多。各種應(yīng)酬也越來越多酒這東西貼近了我們的生活。而酒后駕車也頻頻發(fā)生給人們的生活和生命平安帶來了巨大的傷害。酒后駕駛引起的交通事故是由于司機(jī)飲酒過多造成酒精濃度較高。精神麻痹反響遲鈍肢體不受大腦控制。人體酒精濃度低于一個特定值時就不出現(xiàn)上述病癥從而可以防止發(fā)生危險。所以研究一個酒精測試是非常有必要和意義的事。 目前世界上絕大數(shù)國家都在使用呼吸酒精測試儀對駕駛員進(jìn)展現(xiàn)場檢測來確定其體酒精濃度的多少。確保其生命財產(chǎn)平安。此外酒精測儀還可以測定*一特定環(huán)境下的酒精

3、濃度如酒精生產(chǎn)車間可以防止發(fā)生火災(zāi)。二、畢業(yè)設(shè)計論文研究現(xiàn)狀和開展趨勢文獻(xiàn)綜述研究現(xiàn)狀： 酒精測試儀的精度關(guān)鍵的一部就是對乙醇的檢測。這就關(guān)系到傳感器的制造與研發(fā)。目前氣體傳感器正在向著低功耗，多功能，集成化方向開展。同時還要增加其可靠性實(shí)現(xiàn)元件和應(yīng)用電路集成化，多功能。開展MEMS技術(shù)。開展現(xiàn)場適用的變送器和智能化的傳感器。開展趨勢：目前對酒精測試的裝置有燃料電池型，半導(dǎo)體型，紅外線型，氣體色譜分析性和比色型五種類型。但由于價格方面的原因目前市場上用的是燃料電池型和半導(dǎo)體型。燃料電池型是世界都在研究的環(huán)保型能源。它可以把氣體直接轉(zhuǎn)換為電能而不產(chǎn)生污染。酒精傳感器只是它的一個分支。在燃燒室充滿

4、特種催化劑。使進(jìn)入燃燒室的酒精能進(jìn)展充分燃燒轉(zhuǎn)換為電能。也就是在電極上產(chǎn)生電壓消耗在外加負(fù)載上。使電壓與燃燒室的酒精濃度成正比。與半導(dǎo)體型相比，燃料電池型的呼吸酒精測試儀具有穩(wěn)定性好、精度高、抗干擾性能好等優(yōu)點(diǎn)。但由于其傳感器構(gòu)造要求特別高所以生產(chǎn)本錢提別高，制造難度特別大所以只有少數(shù)國家能夠生產(chǎn)。三、畢業(yè)設(shè)計論文研究方案及工作方案1、研究方案軟硬件的設(shè)計方法：系統(tǒng)框圖、各個軟件局部的主要功能選用單片機(jī)AT89S51本設(shè)計的核心元件，利用單片機(jī)靈活的編程設(shè)計和豐富的IO端口，及其控制的準(zhǔn)確性，實(shí)現(xiàn)根本的檢測功能單片的外圍電路外接輸入鍵盤用于濃度標(biāo)準(zhǔn)值功能的控制，外接LCD1602顯示器用于顯示

5、作用。發(fā)光二極管采用集成驅(qū)動器LM3914。其部有十個電壓比擬器可以控制十個發(fā)光二極管。相鄰電壓為0.12V?？梢圆捎命c(diǎn)狀顯示也可采用條狀顯示。ADC0809為8路8位的AD轉(zhuǎn)換器具有起?？刂贫恕＾D(zhuǎn)換時間為100us。輸入電壓為0-5V。供電電壓為5V。三位數(shù)碼顯示具體數(shù)值。傳感器遇到酒精氣體后，阻值發(fā)生變化，所要測得電壓發(fā)生變化，在經(jīng)過LM3914的放大比擬，驅(qū)動相應(yīng)的二極管發(fā)光，顯示酒精濃度的上下。單片機(jī)不斷采集ADC0809模數(shù)轉(zhuǎn)換后變化電壓，經(jīng)數(shù)據(jù)處理交數(shù)碼管處理。 構(gòu)造方案圖傳感器信號調(diào)制AD單片機(jī)2、重點(diǎn)與難點(diǎn)(此局部要求條理清晰，分一，二，三等小點(diǎn)描述清楚，以及解決途徑)本次設(shè)計

6、的酒精測試儀系統(tǒng)的關(guān)鍵問題是：1.使用LCD顯示器來顯示酒精濃度和輸入的相關(guān)信息。2.傳感器電路的設(shè)計。首先設(shè)計一個基準(zhǔn)電壓2.5V,采用差動輸入使得V輸出=V酒精濃度-2.5V。從而使得傳感器的輸出圍符合AT89S51的圍。發(fā)光二極管點(diǎn)越亮，酒精濃度越高燃燒產(chǎn)生的電壓值越大，超過設(shè)定值，電路報警。3、工作方案學(xué)生專業(yè)起止日期日/月周次 容 進(jìn) 程備 注1承受設(shè)計的課題，查找相關(guān)參考文獻(xiàn)和資料。2.252.282熟悉設(shè)計的課題，查閱、整理參考文獻(xiàn)和資料2.283.013學(xué)習(xí)相關(guān)參考文獻(xiàn)和資料。3.043.094理清思路，撰寫開題報告3.233.295開題辯論，對設(shè)計課題的方案作初步論證3.30

7、4.056方案論證，方案改良，方案定稿4.064.127設(shè)計實(shí)現(xiàn)本課題的原理電路4.134.198設(shè)計實(shí)現(xiàn)本課題的原理電路4.204.269軟件仿真調(diào)試4.275.0310軟件仿真調(diào)試5.045.1011熟悉畢業(yè)論文格式、撰寫論文初稿5.115.1712撰寫論文初稿5.185.2413完成論文初稿，提交論文初稿5.255.3114修改畢業(yè)論文，用Protel畫硬件原理圖6.016.0715修改畢業(yè)論文，用Protel畫硬件原理圖6.086.1416總體完善6.156.2117完成論文終稿，提交論文終稿6.226.2818準(zhǔn)備好自述講稿，打印，參加論文辯論四、主要參考文獻(xiàn):【1】岳睿 .呼吸式酒

8、精傳感器的研究進(jìn)展【J】.化學(xué)傳感器，20063：6-9?！?】豐年.氣體傳感器測試系統(tǒng)【D】.碩士學(xué)位論文.：理工大學(xué)，2003?！?】何希才.傳感器技術(shù)與應(yīng)用【M】.：航空航天大學(xué)，2005?！?】培仁.MCS-51單片機(jī)原理與應(yīng)用【M】.：清華大學(xué)，2003【5】王幸之.AT89系列單片機(jī)原理與接口技術(shù)【M】.：航空航天大學(xué)，2004?！?】何立民.單片機(jī)高級教程應(yīng)用與設(shè)計【M】.：航空航天大學(xué)，2000.【7】英智.DS18B20在溫度控制中的應(yīng)用.煤炭機(jī)械。20053：92-93【8】何希才常用集成電路實(shí)用實(shí)例 電子工業(yè)，2007【9】有卿通用集成電路應(yīng)用于實(shí)例分析中國電力，2007

9、【10】馬中梅單片機(jī)C語言程序設(shè)計航空航天大學(xué)，2007外文文獻(xiàn)中文譯文AT89C*051微控制器的模擬-數(shù)字變換器應(yīng)用Atmel AT89C1051和AT89C2051微控制器是具有低引腳數(shù)和寬工作電壓圍的單片閃光器Flash和不可缺少的比擬器。這篇應(yīng)用手冊描述了這兩種低本錢的數(shù)字化變換技術(shù)。它們被用于Atmel AT89C1051和AT89C2051微控制器的比擬器中。RC 模擬數(shù)字變換器這種變換方法組成簡單，但準(zhǔn)確性下降和變換時間長。在以下提到的例子中，分辨率超過50毫伏，準(zhǔn)確性低于0.1volt或是更少。變換時間為7毫秒或是更少如圖一所示，如果采用RC模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換方法只需要一個AT89

10、C*051微控制器，兩個電阻器和一個電容器。微控制器的輸出11腳大約從零和VCC間變化。它交替為電容充放電。這個電容器與部比擬器的非反向輸入相連12腳。微控制器計算電容器電壓到達(dá)與部變換比擬器輸入電壓的時間。比擬器電壓要和未知輸入電壓相匹配13腳。未知電壓是所測時間的函數(shù)。在圖一中HP5082-7300 LED 所顯示不需要變化，但是要用軟件來實(shí)現(xiàn)簡單二進(jìn)制電壓作用。模數(shù)變換器在兩個顯示屏上顯示伏特和0.1伏特。電壓分辨率不利用RC轉(zhuǎn)換軟件的判別，它在提供調(diào)試工具的同時也給出了一個方法。典型電容器充放電周期波形如圖二所示。放電局部曲線和充電局部曲線一樣，大約都在VC=VCC=2線上。除了已給出

11、的說明的地方，放電局部周期運(yùn)用了下面的方程和討論：以下指數(shù)方程中，電容器的電壓是時間的函數(shù)：其中VC是t時刻的電容器電壓，VCC是給定電壓，RC是電容器和電阻器值的乘積。電壓單位為伏，時間單位為秒。電阻為歐姆，電容為法拉。乘積RC為時間恒量，影響網(wǎng)絡(luò)的波形。當(dāng)電容器充放電開場時波形最陡，并隨時間變化。不能用浮點(diǎn)計算和超函數(shù)來求解指數(shù)方程是RC變換方法的首要問題。在一個壓縮的時間圍里，指數(shù)曲線呈現(xiàn)遠(yuǎn)遠(yuǎn)超出其寬度的陡升趨勢，近似為垂線。曲線在橫向的持續(xù)變化超過了橫向變化，產(chǎn)生了很大的誤差。是這種方法失敗的原因。而且它不能解決曲線在漸近線VCC附近劇烈震動的問題。如果每一次取樣時間間隔里使用查表繪出

12、計算初值，微型控制器不需要適時解決指數(shù)方程。這種方法在簡化變換軟件時，可以根據(jù)應(yīng)用需要把數(shù)據(jù)編碼和格式化。可能使數(shù)據(jù)對稱以減小表的大小。RC轉(zhuǎn)換方法的第二個問題是方程各項(xiàng)值變化引起的固有誤差。圖三是電阻電容積值的變化導(dǎo)致電壓變化的放大圖。如下圖，隨著電容電阻乘積中電壓減小，電容電壓隨之減小。電容器充放電周期的對稱減小了電容電阻乘積值變化帶來的影響，提高了變換準(zhǔn)確性。這是通過周期充電局部的計算電壓小于VCC/2而放電局部的計算電壓大于VCC/2。誤差在VCC/2到達(dá)最小。在RC被賦值之前，比擬器輸出采樣時間間隔必須確定。采樣間隔應(yīng)盡可能小以縮短變換時間和增大變換分辨率。采樣間隔受執(zhí)行必要編碼所需

13、時間限制。編碼時間由微控制器的時鐘速度決定。在伏特計應(yīng)用中，由于微控制器在12MHZ時鐘下運(yùn)行，每五微秒為一個采樣間隔。時間恒量RC影響著電容器充放電的波形。時間恒量必須選擇適宜的值以使波形最陡局部到達(dá)所需的分辨水平。充電局部的波形最陡出現(xiàn)在原點(diǎn)附近，而放電局部則出現(xiàn)在VCC附近。由于波形的對稱，兩個局部的波形可能用同一時間恒量來計算。圖四是電壓和原點(diǎn)附近采樣時間關(guān)系放大圖。在圖中，是變換器到達(dá)所需分辨率的所需電壓。是先前所定的采樣間隔。曲線坐標(biāo)VC表示電容電壓，在曲線中呈直線。在圖中，由于采樣在電壓間隔中心進(jìn)展，所以曲線的斜面是理想的。實(shí)際可能要小一些。也有可能大?；蛘叻直媛蕰p小。將采樣時

14、間間隔從原點(diǎn)偏移1/2t以后，其中心點(diǎn)對應(yīng)第一次電壓間隔采樣點(diǎn)。為了求得第一次采樣所需斜面，要獲得時間恒量的最小值，解方程一得RC然后設(shè)為所需分辨率得最小值0.05volt,時間為先前確定的采樣間隔5毫秒。在第一個采樣點(diǎn)1/2計算RC。其中VC=1/2,t1/2R和C的乘積不能小于計算出的時間恒量最小值。用帶1公差電阻和5公差的電容：Rnorm-1%(orm-5%)4.99*10-4在伏特計中，R和C的值選擇分別為267歐姆和2毫微法。得到一個最小時間恒量大約5.02*10-4另外一個約束條件是R的值。再提到圖一，5.1歐上拉電阻連接微控制器的11腳。這個電阻是微控制器部上拉。但是在電容器充放

15、電周期的充電過程中對網(wǎng)絡(luò)RC的時間恒量有決定性影響。它產(chǎn)生不對稱的充放電波。能造成變換誤差。為減小電容器充放電通道差異的影響，R的值應(yīng)選得比上拉阻值大得多。在伏特計應(yīng)用中，R的值選擇為267歐姆，此值遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于上拉阻。時間恒量RC決定了電容器充放電周期的持續(xù)時間。它是所需變換分辨率的函數(shù)。電容器充放電所需時間越多，在計算周期所需的采樣量越多，查找表個數(shù)越多。電容器充放電所需的時間通過計算電容電壓從漸近線上升到最小可晰電壓間隔一半所需的時間來近似得到。波形的充電局部，漸近線在VCC。由于波形的對稱，定值同時用在周期充電和放電局部。解方程1得到時間：設(shè)VCC為0.05。所需電壓為:VC=VCC-(1

16、/2)(0.05)=VCC-0.025由方程三:所需測量回路采樣最小值通過計算電容器電壓到達(dá)VCC/2得到，根據(jù)不同采樣間隔劃分。如果電容電壓上升緩慢，而電容電阻值很大，時間常數(shù)用最大值計算。由于電容器充放電波形的對稱，采樣數(shù)將同時在周期的兩個局部代入計算。從方程 3 半周期最小采樣數(shù)為：為了提高準(zhǔn)確性，在周期充電局部電壓計算從0到VCC/2，而放電局部從VCC到1/2VCC。在表中總個數(shù)是先前每半周期計算采樣數(shù)的二倍。查表包含軟件一個專門值。它和每次采樣計算電壓值相對應(yīng)。對每半個周期，平臺第N個值對應(yīng)tN1)時的電壓。是先前確定的采樣間隔。對充電半周期，通過求解方程一得到電容器開場充電起消耗

17、時間，來求得每次采樣的電壓。對放電半周期，通過求解以下方程得到電容器開場放電起消耗時間，求得每次采樣電壓。放電半周期采樣對應(yīng)電壓通過在方程4中用N代替t計算。其中N表示采樣數(shù)，在充電半周期中也用同一個值。方程4變成：V=5*e-N(.0093633)電容器充放電周期電壓計算略表如下。電壓在前半周期中上升，在后半周期中下降。它變化軌跡決定了表數(shù)的排列。如表所示，每半周期的采樣數(shù)大于所需中等大小值2.500v。它可以在每次半周期最后采樣前實(shí)現(xiàn)比一般中間值更快的周期。在所需分辨率0.050v。記下N0，N1時采樣計算電壓的差值。但是臨近采樣的電壓隨著N的遞增而下降。在一個周期中。電壓和時間表現(xiàn)非線性

18、關(guān)系。表中所列計算電壓沒有參加查找表。但用來確定表數(shù)。在伏特計應(yīng)用中，計算電壓在0.1伏周圍，結(jié)果儲存在packed-BCD式的表中，兩個數(shù)字一比特。例子：對應(yīng)2.523伏的表中十六進(jìn)制的25，顯示2.5v伏特計原件的精度是+/-10.1v但即使使用精細(xì)元件，通過RC模擬數(shù)字變換方法無法到達(dá)這個精度。不同的元件值可能造成+/-0.104伏的誤差，如下所示，計算最壞情況下誤差VC2.5v。首先用方程3確定與r和c一般值對應(yīng)的t結(jié)果顯示在2.5v處0.208v的變化?；蚴?/-0.104v的最壞誤差。最差的變換誤差可以通過用較小公差元件來進(jìn)一步減小。變換準(zhǔn)確性和線性受電容器特性的影響。伏特計元件中

19、使用的電容器是聚苯乙烯薄膜，雖然準(zhǔn)確性不好，但因隔絕了吸收和其他影響而減小了誤差。沒有被測試的誤差源包括：比擬器的局限性，充放電周期的不對稱性，電容器電壓達(dá)不到起點(diǎn)或是VCC,VCC的變化。這些因素造成的變換誤差比單獨(dú)的元件誤差值大。連續(xù)近似模數(shù)變換這種轉(zhuǎn)換方法雖然增加元件數(shù)但提高了分辨率和準(zhǔn)確性。并縮短了轉(zhuǎn)換時間。連續(xù)近似saADCs結(jié)合一個數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器，一個比擬器和一個連續(xù)近似電阻SAR當(dāng)反響DAC 時，SAR通過執(zhí)行二進(jìn)制代碼的搜索，將產(chǎn)生與電壓相配的輸出。比擬器比擬DAC未知電壓和輸出，并返回SAR的結(jié)果。SAR開場搜索控制最寬輸出變化最主要的DACbit，由于DAC輸出在未知值下為

20、零輸入SAR在最小主要位周圍移動。實(shí)驗(yàn)結(jié)果為未知值對應(yīng)二進(jìn)制編碼。在一個8位的轉(zhuǎn)換器中，要八次反復(fù)才能找到正確的二進(jìn)制編碼。得到相關(guān)的快速變換。在這個應(yīng)用中，一個帶積分模擬比擬器AT89C*051微控制器執(zhí)行軟件中SAR功能。減少元件數(shù)。軟件DAC的選擇是一個MC1408-8,8位，低消耗的電流輸出類型。7和6比特型相對來說適合于MC1407和MC1408-6。MC1408連續(xù)在1.992毫安下+/-1/2LSB，25度全輸出電流圍確保準(zhǔn)確。MC1408-8的準(zhǔn)確性超過0.19，保證了八位的單一性和線性。DAC輸出設(shè)定時間為300十億分之一秒DAC包含二進(jìn)制加權(quán)，用的二進(jìn)制代碼檢測輸入電流的電

21、流導(dǎo)引開關(guān)。 輸入電流由LM336-2. 5精細(xì)電壓參考源和一臺連續(xù)電阻器得到。 按比例繪制的當(dāng)前輸出變?yōu)橐徊僮鞣糯笃麟妷?，作為一電流對電? I/ V)變換器。LF355B選做電流電壓變化器。 因?yàn)樽儞Q器有低的輸入補(bǔ)償電壓和高的輸出旋轉(zhuǎn)比率， 電流電壓變換器的輸出被送入AT89C*051 比擬器，和未知的電壓比擬。 當(dāng)被編譯電壓超過未知的電壓時，比擬器的輸出變大，這被軟件檢測。 第2個在一個非反向運(yùn)算放大器，統(tǒng)一獲得緩沖區(qū)可能被在未知的電壓源和提供間隔的AT89C*051 比擬器輸入之間插入一個統(tǒng)一緩沖區(qū)。 LM336-2.5 參考提供名義上的2.490伏特的輸出(Vref)。 實(shí)際電壓可能

22、從2.390伏特變化到2.590伏特。在LM336-2. 5數(shù)據(jù)表里說明的方法使基準(zhǔn)電壓和溫度系數(shù)相平衡。 連接DAC的14腳的當(dāng)前參考電阻器(Rref) 的額定值是1240歐姆， 產(chǎn)生一個2.490 V / 1240歐姆(Vref/Rref)= 2.008 milliamps的參考電流(Iref)。 在DACscales lref用8比特從0/256到255/256二進(jìn)制編碼，輸出結(jié)果從零到(Io)(Iref 0/256)到2.000 mA(Iref 255/256)。 記下到DAC輸出電流的信號是和參考(輸入)電流的信號相對。 輸出電壓由DAC輸出電流( Io)以i/ V變換器的值得乘積來

23、確定。 外表 輸出電壓是2.000 mA.2500歐(Io F. S;Ro)= 5.000伏。電路不提供補(bǔ)償調(diào)整。由于LF355B運(yùn)算放大器振幅有較低偏移電壓，所以偏移電壓不需要調(diào)整。如果偏移電壓要調(diào)整， 增加補(bǔ)償在LF355B數(shù)據(jù)表參加了電路偏移修正。隨著I/V變換器獲得電阻器值的改變，結(jié)果可能變化。 電阻器連接非反向運(yùn)算放大器的輸入應(yīng)該具有一樣值以作為獲得電阻器與輸入偏移電流平衡。 1240歐電阻器連接 DAC的腳15 ，2500歐電阻器和運(yùn)算放大器腳3 連接可能相抵消，性能稍微下降。 MC1408-8DAC需要提供+5.0- 5.0的電源； 選擇5.0伏使功耗減到最小。 LF355B運(yùn)算

24、放大器需要提供5. 0伏和15伏雙極的電源。為與DAC兼容選擇-0.5v為負(fù)極，也可根據(jù)需要用-15v代替。正極電源可選擇+15v，這樣可限制運(yùn)算放大器輸出的抖動，到達(dá)比擬器輸出限制5v以上。A到D變換的速度受DAC輸出設(shè)定時間，運(yùn)算放大器的旋轉(zhuǎn)速度和設(shè)定時間，比擬器響應(yīng)時間和旋轉(zhuǎn)速度和執(zhí)行連續(xù)近似算法所需時間的限制。DAC輸出設(shè)定時間和比擬器執(zhí)行SA算法所需的響應(yīng)時間是可以忽略的。從輸入到運(yùn)算放大器最大電壓是5 伏， 需要一微秒旋轉(zhuǎn)時間和( 看LF355B數(shù)據(jù)表)4 微秒的停滯時間。 這種延遲在軟件里適用； 參考附加信息的目錄。 一臺12 MHz 處理器時鐘和一微秒指令周期的輸出結(jié)果，8 位

25、的變換可以在被300微秒進(jìn)展。 未知輸入電壓在變化時必須保持不變的量。 這里提出的逐步近似法模數(shù)轉(zhuǎn)換器的明顯缺陷是需要雙極的電源和大量微控制器I/O 腳來控制DAC。 +15伏特電源可能通過一個帶單獨(dú)的電源的LF355B運(yùn)算放大器代替，單獨(dú)的電壓源為5v，作用和在標(biāo)記擺動的輸出等同。控制DAC的微控制器I/O腳的數(shù)量可以通過用7或6位的DAC代替來減少。 并行輸入DAC可被連續(xù)的DAC輸入替換(更昂貴)。 交替，邏輯交替的參加以接收微控制器的連續(xù)數(shù)據(jù)和DAC當(dāng)前并行數(shù)據(jù)。 這應(yīng)用軟件可能從Atmel的BBS 下載獲得： (408)436-4309. 請在源代碼文件的開場時參見意見塊以獲得關(guān)于特

26、征和操作的詳細(xì)資料。附錄2外文文獻(xiàn)Analog-to-Digital Conversion Utilizing theAT89C*051 MicrocontrollersThe Atmel AT89C1051 and AT89C2051.microcontrollers feature on-chip Flash,low pin count, wide operating voltage,range and an integral analog parator.This application note describes twolow-cost analog-to-digital conve

27、rsiontechniques which utilize the analog parato r in the AT89C1051 andAT89C2051 microcontrollers.RC Analog-to-DigitalConverterThis conversion method offers. Ane*tremely low ponent count at thee*pense of accuracy and conversiontime. In the e*ample presented below,resolution is better than 50 millivol

28、ts,accuracy is somewhat less than a tenthof a Volt and conversion time is sevenmilliseconds or less.As shown in Figure 1, the RC analog-todigital. conversion method requires onlytwo resistors and a capacitor in additionto the AT89C*051 microcontroller. Amicrocontroller output (pin 11), whichswings f

29、rom appro*imately ground toVCC, alternately charges and dischargesthe capacitor connected to thenon-inverting input of the internal parator(pin 12). The microcontrollermeasures the time required for the voltageon the capacitor to match theunknown voltage applied to the invertinginput of the internal

30、 parator (pin 13).The unknown voltage is a function of themeasured time.The HP5082-7300LED displays shownin Figure 1 are not required for the conversion,but are utilized by the softwareto implement a simple two-digit voltmeter.The result of the analog-to-digitalconversion is displayed in volts andte

31、nths of a volt on the two displays. Thevoltmeter application does not utilize thefull resolution of the RC conversion software,but serves to demonstrate themethod as well as providing a tool fordebug.The waveformfor a typical capacitorcharge/discharge cycle is shown in Figure2. The discharge portion

32、 of the curveis identical to the charge portion rotatedabout the line VC = VCC/2. The equationsand discussion below apply to thecharge portion of the cycle, e*ceptwhere indicated.The voltage on the capacitoras a functionof time is given by the e*ponentialequation:VC = VCC (1-e -t/RC) (1)where VC is

33、the voltage on the capacitorat time t, VCC is the supply voltage andRC is the product of the values of theresistor and capacitor. Note that voltageis e*pressed in Volts, time in seconds,resistance in Ohms and capacitance inFarads. The product RC is also knownas the time constant of the network andaf

34、fects the shape of the waveform. Thewaveform is steepest when capacitorcharging or discharging begins and flattenswith time.The first problem with the RC conversionmethod is the difficulty of solving thee*ponential equation without utilizingfloating point calculations and transcendentalfunctions. On

35、 a pressed timescale, the e*ponential curve appearsstraight over much of its length, suggestingthat it might be appro*imated by aline. This scheme fails due to the continuousvariation in slope over the length ofthe curve, which produces significanterror. It also does not address the problemwhere the

36、 curve rolls off severelynear the asymptote at VCC.The microcontroller need not solve the e*ponential equationin real time if a lookup table is used to map pre-calculatedvalues to each sampled time interval. This schemeallows the data to be encoded and formatted as required bythe application while s

37、implifying the conversion software.Symmetries in the data may be e*ploited to reduce the sizeof the table.The second problem with the RC conversionmethod is thesubstantial error which results from variations in ponentvalues. Figure 3 shows an e*aggerated view of thevariation in the voltage on the ca

38、pacitor due to variations inthe values of the resistor and capacitor. As shown in thefigure, the variation in the voltage on the capacitordecreases as the voltage on the capacitor decreases.The symmetry of the capacitor charge/discharge cycle canbe e*ploited to reduce the effect of variations in pon

39、entvalues on conversion accuracy. This is done by utilizing thecharge portion of the cycle to measure voltages less thanVCC/2 and the discharge portion to measure voltagesgreater than VCC/2. The worst case error is reduced to theerror at VCC/2.Before ponent values can be assigned, the time intervala

40、t which the parator output is to be sampled mustbe determined. The sample interval should be as short aspossible to ma*imize converter resolution and minimizeconversion time. The sample interval is limited by the timerequired to e*ecute the requisite code, which is determinedby the clock rate of the

41、 microcontroller. In the voltmeterapplication, the microcontroller operates with a 12-MHzclock, resulting in a sample interval of five microseconds.The time constant (RC) affects the shape of the capacitorcharge/discharge waveform. The value of the time constantmust be chosen so that the steepest pa

42、rts of the waveformare resolvable to the desired resolution. The steepest partof the charge portion of the waveform occurs near the origin,while the steepest part of the discharge portion occursnear VCC. Due to the symmetry of the waveform, the sametime constant may be used for measurements made one

43、ither portion of the waveform.Figure 4 shows an e*panded view of the relationshipbetween voltage and sample time near the origin. In the figure,V is the desired voltage resolution of the converterand t is the sample interval determined previously. Thecurve labeled VC represents the voltage on the ca

44、pacitor,which appears linear at this scale. In the figure, the slope ofthe curve is ideal, causing sampling to occur near the centerof the voltage intervals. The slope of the curve may beless than shown, but may not be greater, or resolution willbe lost. Note that the first sample is offset from the

45、 origin by1/2to center the sample in the first voltage interval.To obtain the minimum value of the time constant which willproduce the required slope at the first sample, solve Equation1 for RC:RC = -t/1n(1-VC/VCC) (2)Then set to the minimum desired resolution (0.05-volt), to the sample interval det

46、ermined previously (five microseconds),and calculate RC at the first sample point, whereVC = 1/2 and t = 1/2 :The product of the values of R and C must not be less thanthe calculated minimum time constant. Utilizing a resistorwith a one percent tolerance and a capacitor with a fivepercent toleranceR

47、norm-1%(orm-5%)4.99*10-4In the voltmeter application, the selected values of R and Care 267 kilohms and 2 nanofarads, respectively, yielding aminimum time constant of appro*imately 5.0210-4.An additional constraint is placed on the value of R. Referringagain to Figure 1, note the 5.1 kilohm pullup r

48、esistorconnected to pin 11 of the microcontroller. This resistor ispresent to supplement the microcontrollers weak internalpullup, but has the detrimental effect of changing the timeconstant of the RC network during the charge portion of thecapacitor charge/discharge cycle. This produces an asymmetr

49、yin the charge/discharge waveform, which contributesto conversion error. To minimize the effect of differences inthe capacitor charge and discharge paths, the value of Rshould be chosen to be much greater than the value of thepullup resistor. In the voltmeter application, the selectedvalue of R is 2

50、67 kilohms, which e*ceeds the value of thepullup resistor by more than an order of magnitude.The time constant (RC), which is a function of the desiredconverter resolution, determines the duration of the capacitorcharge/discharge cycle. The more time required for thecapacitor to charge and discharge

51、, the greater the numberof samples required in the measurement loop and thegreater the number of entries in the lookup table.Figure 2. Typical Capacitor Charge/DIscharge CycleFigure 3. Capacitor Voltage Variation as a Function ofRC VariationCto the symmetry of thecapacitor charge/discharge waveform,

52、 the determinedsample count may be used for measurements made duringeither portion of the cycle.From Equation 3:tma* = -Rma*Cma*ln(1-(1/2)VCC/VCC)= -(Rnom+1%)(om+5%)ln(1/2)= -(1.01)(267103)(1.05)(210-9)ln(1/2)393 s.The minimum number of samples for half the cycle is:tma*/ t = (39310-6)/(510-6) = 79T

53、o ma*imize accuracy, voltages from zero to VCC/2 aremeasured during the charge portion of the capacitorcharge/discharge cycle and voltages from VCC to VCC/2 aremeasured during the discharge portion of the cycle. As aresult, the total number of entries in the table is twice thenumber of samples calcu

54、lated previously for each halfcycle.The lookup table contains application-specific values correspondingto the calculated voltage at each sample. Foreach half cycle, the Nth entry in the table corresponds tothe voltage at t = (N-1) t, where t is the sample intervaldetermined previously. For the charg

55、e half cycle, the voltageat each sample is calculated by solving Equation 1 forthe time elapsed since the capacitor began to charge. Forthe discharge half cycle, the voltage at each sample is calculatedby solving the following equation for the timeelapsed since the capacitor began to discharge:VC =

56、VCCe-t/RC (4) The size and contents of the table may vary from applicationto application depending on the sample interval andconversion resolution. As the resolution increases, thenumber of entries in the table grows.In the voltmeter application, with resolution equal to 0.05Volt, the lookup table c

57、ontains 158 entries, which is twicethe number of samples per half cycle calculated above.Voltages corresponding to samples taken during thecharge half cycle are calculated by replacing t with N t inEquation 1, where N represents the sample number (0-78).By setting t equal to the sample interval of 5

58、 microseconds,R to 267 kilohms, C to 2 nanofarads, and VCC to5.00-volts, Equation 1 bees:V = 5(1-e-N (.0093633)Voltages corresponding to samples taken during the dischargehalf cycle are calculated by replacing t with N t inEquation 4, where N represents the sample number (0-78).Using the same values

59、 as for the charge half cycle, Equation4 bees:V = 5e-N(.0093633)An abbreviated list of the voltages calculated for the capacitorcharge/discharge cycle is shown below. The ordering ofthe voltages, increasing in the first half, decreasing in thesecond, tracks the voltage on the capacitor and defines t

60、heordering of the table entries.N = 0 V= 0.000N = 1 V= 0.047. . . .N = 74 V= 2.499N = 75 V= 2.523N = 76 V= 2.546N = 77 V= 2.569N = 78 V= 2.591N = 0 V= 5.000N = 1 V= 4.953. . . .N = 74 V= 2.501N = 75 V= 2.477N = 76 V= 2.454N = 77 V= 2.431N = 78 V= 2.409As shown by the list, the number of samples in e